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Auteur Sujet: Analyseur Vectoriel Audio Fréquences (VNA Audio) DIY  (Lu 4318 fois)

Yffig

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Analyseur Vectoriel Audio Fréquences (VNA Audio) DIY
« le: novembre 19, 2019, 09:10:41 pm »

Bonsoir à toutes et à tous !

J'ai réalisé, il y a près de 2 ans, un petit projet d'Analyseur Vectoriel pour Audio Fréquences (jusqu'à 100 KHz, voire 1 MHz).
Il est tout à fait fonctionnel, même si pas totalement automatisé (c'est pour cela qu'il est petit et donc très simple à réaliser).

Il permet de mesurer et d'afficher précisément sur un graphique l'impédance d'un haut parleur, d'une enceinte acoustique, d'un dipôle quelconque dans les fréquences audio et plus (module et phase, partie résistive et partie réactive).

Le sujet serait traité avec le minimum de mathématiques, juste ce qu'il faut.... (une impédance est "malheureusement" une grandeur représentée par un nombre dit complexe qui est simplement un vecteur ( d'où le nom d'Analyseur Vectoriel)
Les notions et la méthode de mesure qui y seront présentées sont toutes dérivées de l'Analyse Vectorielle utilisée en RF et seront une bonne introduction aux VNAs RF qui commencent à devenir très accessible aux bidouilleurs.

Si quelques bidouilleuses ou bidouilleurs sont intéressé(e)s, qu'ils se manifestent sur le forum en réponse à ce post et je me propose (en plusieurs épisodes afin d'avoir le temps de digérer les notions) de présenter et d'expliquer ces techniques de mesure vectorielles et la réalisation pratique de ces mesures.

Bonne soirée

Yffig
« Modifié: janvier 02, 2020, 01:12:33 pm par Yffig »
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Électro-Bidouilleur

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Re : Analyseur Vectoriel Audio Fréquences (VNA Audio) DIY
« Réponse #1 le: novembre 20, 2019, 01:54:30 am »

Je serais très curieux de voir... si ce n'est pas trop de travail!
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Yffig

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Re : Analyseur Vectoriel Audio Fréquences (VNA Audio) DIY
« Réponse #2 le: novembre 20, 2019, 10:32:21 am »

Bonjour !
Puisque le le Big Boss me taquine  ;), je vais teaser un peu...
L'origine du projet provient de la récupération d'une paire de panneaux électrostatiques QUAD ESL57 (oui..1957 est la date de release du monstre) fabriqués par The Acoustical Manufacturing Co. Ltd. (UK) vers 1975 pour cette paire et ayant appartenu à un oncle décédé.
( photos du monstre: https://www.google.com/search?q=quad+esl57&client=firefox-b-d&sxsrf=ACYBGNTjO8czempBIq5RMMMmyJkuKqg5_Q:1574240928095&tbm=isch&source=iu&ictx=1&fir=tDYk4k61_7Eg0M%253A%252CQVI4jx3gGRJ8LM%252C_&vet=1&usg=AI4_-kShSfekQkksPzF6iZs6mQejpZpy6g&sa=X&ved=2ahUKEwjpkb26uPjlAhUI1RoKHSn5AXEQ9QEwAXoECAoQBg#imgrc=tDYk4k61_7Eg0M: )
Ces panneaux sont fragiles électriquement mais sont très certainement les meilleurs transducteurs pour les fréquences médiums (voix en particulier) qui aient existé (En double paire ils forment les voies médium d'un système de référence Mark Levinson des années 70/80
Ces panneaux fonctionnent sous Très Haute Tension et sont essentiellement des condensateurs qui ont tendance à faire osciller les amplis HiFi pas conçus pour les alimenter et l'oscillation fait arcquer le panneau....entrainant sa destruction.
Je ne sais rien de l'état de ces panneaux....Je me souviens qu'ils ont été fonctionnels...il y a plein d'infos , de docs, de simulation de l'impédance du panneau  et même de spare-parts sur le Net (en Australie en particulier...).
J'ai donc l'intention de remettre en état ces panneaux....en les alimentant sous basse tension d'abord avec Variac et transfo d'isolement (en cours de réalisation), de monter progressivement la tension d'alimentation puis de mesurer l'impédance pour connaître leur état.

Cyrob nous a offert en mars 2015 une vidéo sur la mesure d'impédance d'un haut parleur ( https://www.youtube.com/watch?v=UMCxbTA21uE ) qui ne me satisfait pas.
Ayant quelques connaissances en mesures RF, je me suis dit que si l'on sait mesurer avec grande précision une impédance à 100 MHz, 1GHz et même beaucoup plus, il y aurait sans doute moyen de détourner la méthode pour faire la même chose (bien sûr sans passer par un coupleur directionnel qui n'existe pas aux Audio fréquences, à ma connaissance et qui de toutes façons serait ENORME!).

Je fouille le Net en anglais à la recherche d'une solution d'Analyseur Vectoriel Audio. J'ai beau triturer ma requête dans tous les sens: Rien ...Nada... queue dale... whalou...
et puis, BON SANG ! MAIS C'EST BIEN SûR ! : Un simple pont de Wheastone plus un ampli différentiel peuvent me donner Tension incidente et Tension Réfléchie, donc le coefficient de réflexion (module et phase) de mon impédance en test, donc l'impédance complexe. Il me suffit donc:
- de réaliser la petite boîte active pour les mesures,
- de balayer en fréquence en mesurant Amplitude et Phase de la tension réfléchie versus la tension incidente,
- d'exporter les résultats vers un tableur Excel (pardon... chiffrier Excel)
- de faire faire à Excel tous les calculs et les graphiques (inclus le graphe du coefficient de réflexion en coordonnées polaire "à la Smith Chart"
- de présenter l'impédance en fonction de la fréquence selon deux vues:
          - partie résistive et partie réactive de l'impédance
          - module et phase de l'impédance

La partie Balayage en fréquence et Mesures V incidente et V réfléchie est automatisée (géné+scope USB).

Pour montrer que je ne pipote pas: 3 photos du matos en PJ et ce soir je posterai 4 fichiers Excel de mesures avec commentaires.
PS:
Alors que j'étais très avancé dans le projet, une vidéo de l'excellent JiPiHorn m'apprend que :
http://www.artalabs.hr/index.htm (Croatie) vend une suite payante (79€ pour particulier) ARTA LIMP STEPS qui fait le travail.... et que c'est dispo en version démo
Je télécharge, j'installe et....... je n'ai jamais essayé ! De plus, lors du dernier show Cyrob+JiPiHorn, Jipi a précisé que c'est un poil buggué.

Bonne journée et à ce soir

Yffig
« Modifié: novembre 28, 2019, 09:13:54 am par Yffig »
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Yffig

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Re : Analyseur Vectoriel Audio Fréquences (VNA Audio) DIY
« Réponse #3 le: novembre 20, 2019, 07:28:08 pm »

Bonsoir,
Voici donc 4 exemples de mesures dans 4 classeurs Excel (Office 2000) compressés pour respecter les 256KB max et exempts de virus (pas de macros inside).
Dans chaque classeur, un certain nombre de feuilles sont présentes:
-feuille "Formules": pour mémoire, récapitulatif des formules de calcul pouvant aussi  être utilisées telles quelles
-feuille "Mesures": importation des mesures automatisées effectuées dans la gamme de fréquences désirée:
C'est le  tableau [ fréquence (Hz) / Tension incidente (V) / Tension réfléchie (V) et Phase (degrés)] utilisés dans la feuille de calculs
-feuille "nom du classeur": les calculs....pas d'intérêt, sauf à vérifier qu'il n'y pas d'anomalies dans les calculs
-feuille "rhô": pour les aficionados du coefficient de réflexion (le fameux rhô) et les amoureux de l'abaque de Smith: graphes module, graphe phase et graphe en polaire. (Sur le "Smith", on lit rapidement des infos importantes pour les connaisseurs...)
-feuille "Rs+jXs" : la résistance série et la réactance série en fonction de la fréquence
-feuille "Impédance": le module de l'impédance et sa phase, représentation plus classique de l'impédance

4 classeurs sont joints:
1- Résistance de puissance 15 Ohms, 25W bobinée.
Quel intérêt ? => Vérifier le bon fonctionnement de la méthode, des calculs et des graphes (cf le point (0.3,0°) de rhô) et le comportement d'une résistance bobinée aux "hautes " fréquences: peu de self inductance mais elle existe bien.
2- Condensateur Mylar 1 µF / 450v (usage audio ampli à tubes en particulier): fréquences "hautes": 10KHz à 100 KHz. Ici aussi, résultats très intéressants en particulier une ESR de 0.15 à 0.2 Ohms est mise en évidence
3- Self à air (rouleau de fil émaillé de diamètre 0.4 mm, 35 mètres de source Conrad.fr): de 100 Hz à 20 KHz....
Au delà de 1400 Hz, comportement erratique que je n'ai pas cherché à analyser. De toutes manières ce n'est visiblement pas une self pour filtre de haut parleur (fil un peu fin) bien que jusqu'à 1400 Hz environ, c'est plutôt très bien
4- et, pour finir, une petite enceinte de bibliothèque 2 voies en bass-reflex (marque Davis, fabrication française assez récente, modèle Music3, taille (cm) 26x17x20, 60W, donnée pour 8 Ohms (minimum 4 Ohms), rendement 88 dB SPL à 1m):
le graphe Rs,Xs met bien en évidence 3 résonances: évent du bass reflex (~50Hz), HP bass-medium (~100Hz) , tweeter (~2300Hz) qui semble bien la cause des 4 ohms min.comme indiqué par les caractéristiques constructeur.

Voilà donc 4 résultats de mesure qui valident totalement le design d'une simplicité "biblique"
On peut sans doute améliorer la précision (par ex. j'ai ~5% d'erreur au max sur la 15 Ohms bobinées) à voir du côté de la précision du pont de mesure et de l'ampli différentiel mais pour de l'analogique et pour le temps que j'y ai consacré, je suis vraiment satisfait  et si je peux faire partager ce plaisir et ces connaissances, n'hésitez pas à en demander plus  ;)

Bonne soirée !

Yffig
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Yffig

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Re : Analyseur Vectoriel Audio Fréquences (VNA Audio) DIY
« Réponse #4 le: novembre 21, 2019, 08:25:40 pm »

Bonsoir !
Voici l'épisode # 1:

Il s'agit du coeur du VNA: Le Pont de Mesure dont le schéma est en PJ (nota: ce n'est pas destiné à une simulation Spice mais il est tout à fait possible de réaliser une simulation).
Rien de bien extraordinaire... un banal pont de Wheastone avec trois résistances de même valeur Ro qui sera l'impédance de référence et l'impédance à mesurer Zx dans une des branches du pont. Le pont est alimenté par une source de tension alternative de résistance interne supposée nulle à la fréquence de la mesure. L'impédance  Zx est donnée sous la forme Rs +jXs (résistance série et réactance série) simplement pour rappeler qu'il s'agit d'un vecteur (Rs, Xs) et que toutes les grandeurs (courant et tensions) le sont aussi à priori.

La tension au point inc. est donnée par Vinc. = V1 * Ro / (2Ro) = V1 /2
. La tension au point x est donnée par Vx = V1 * Zx / (Ro + Zx)
Il est utile d'utiliser la notion d'impédance "réduite" où toute impédance est remplacée par sa valeur divisée par Ro, l'impédance dite de référence. Alors Vx = V1 * z  / (1 + z) où z= Zx/Ro


La tension différentielle (Vx-Vinc.)
est alors:
(Vx-Vinc.) = (V1*z/(1+z))-(V1/2) = (V1/2) * (z-1)/(z+1) après calculs très simples.

En remplaçant V1/2 par Vinc., on peut reformuler pour obtenir:
(Vx-Vinc.)/(Vinc.) = (z-1)/(z+1) et ça...., ce n'est pas une formule anodine ...!

C'est, en théorie des lignes de transmissions, l'expression du coefficient de réflexion lié à l'impédance Zx , couramment noté ρ [rho minuscule] (cf.note1).

La  tension différentielle (Vx-Vinc.) est donc la tension réfléchie par l'impédance Zx que l'on pourra donc nommer Vrefl.

La mesure va donc consister à relever sur une plage de fréquence donnée, pour chaque fréquence de cette plage (par échantillons):
- le rapport des amplitudes entre Vrefl. et Vinc. = module de ρ.
- le déphasage entre Vrefl. et Vinc. = phase de ρ.

Connaissant ρ, il est facile d'inverser la formule ρ= (z-1)/(z+1) pour obtenir z et donc Zx = Ro * z

L'impédance du dipôle Zx est alors obtenue par le calcul de Zx = Ro * (1+ρ)/(1-ρ)

Voilà pour le principe... Simple, non ?
Maintenant quelques considérations pratiques:
-aux HF et THF...pas si facile que ça d'obtenir un pont "parfait", ni une source sinus sans résistance interne, ni un ampli différentiel qui soit suffisamment "parfait". Je laisse volontiers aux experts le soin d'implémenter ce design, voire de le modifier
-mais aux BF (audio et jusqu'à 100KHz, voire le MHz), c'est tout à fait réalisable par un bidouilleur...
Les difficultés à prendre en compte existent cependant dont la principale :
- étant destiné, entre autres, à mesurer des impédances de hauts parleurs ou d'enceintes acoustiques, le pont devra pouvoir être alimenté par une source de niveau du genre dBW, plutôt que dBm et avec une impédance de référence de, disons, 8 ohms, plutôt que 50, et de précision qui pourrait en plus chauffer et voir sa valeur se modifier, la précision visée en dépend...
Pour finir cet épisode, un esprit sain se demandera certainement "que viennent faire les lignes de transmission là dedans alors qu'il n'y en a pas ?" Je me propose d'aborder ce sujet dans l'épisode suivant de manière pratique et de vérifier que, mathématiquement, c'est une ligne de transmission de longueur nulle.
Bonne lecture

Yffig

(note1): - je n'ai pas de clavier en grec ancien  pour afficher correctement cette lettre [rhô]; SI ! PapyBlue m'a donné la soluçe !
- cette expression de ρ est omniprésente dans nombre de papiers facilement trouvables sur les lignes de transmissions.
Je propose cette petite page de wikipédia.fr: https://fr.wikipedia.org/wiki/Abaque_de_Smith, simplement parce qu'elle est courte et qu'elle rappelle que le disque principal de l'abaque est l'ensemble des valeurs que peut prendre le vecteur du coefficient de réflexion.
« Modifié: novembre 27, 2019, 08:49:16 am par Yffig »
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papyblue

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Re : Analyseur Vectoriel Audio Fréquences (VNA Audio) DIY
« Réponse #5 le: novembre 26, 2019, 02:30:23 pm »

Bonjour Yffig,

Pour les lettres grecques, tu peux utiliser ce lien :
https://caracteres-speciaux.net/lettres-grecques/

 ξ ρ σ

Ton fil est super, j'attends la suite avec impatience...
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Yffig

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Re : Analyseur Vectoriel Audio Fréquences (VNA Audio) DIY
« Réponse #6 le: novembre 26, 2019, 04:21:15 pm »

Bonjour PapyBlue,
Je viens de tester le site dans NotePad avec codage UniCode...SUPER !
Ça a une autre gueule que les pi(),...Merci ! J'essaierai de modifier la partie déjà publiée. => FAIT
En plus il y a le symbole Oméga Majuscule.. LE PIED !!!  Ω

Merci aussi pour le compliment sur ma tentative d'explication de l'Analyse Vectorielle sans trop bouffer de maths (de toutes façons celui qui maîtrise suffisamment les maths n'a pas besoin de mes explications...), j'espère qu'il sera méritée jusqu'au bout.

A ce soir
Yffig
« Modifié: novembre 26, 2019, 09:22:12 pm par Yffig »
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Yffig

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Re : Analyseur Vectoriel Audio Fréquences (VNA Audio) DIY
« Réponse #7 le: novembre 26, 2019, 06:49:31 pm »

Bonsoir,

Épisode #2 : Relation avec les lignes de transmissions
On va considérer le montage très simple décrit dans la PJ:
- un générateur de tension Eg de résistance interne Rg (50 Ω par exemple) alimente
- une ligne de transmission d'impédance 50 Ω (par pur hasard...;) ), de longueur L et de vitesse de propagation Vp (typiquement 66 % de la vitesse de la lumière c)
- une impédance Z termine la ligne et reçoit le signal émis par la source.

Une première remarque importante: la source utilisée n'est ni un "générateur de tension" (Rg est trop élevée) ni un "générateur de courant" (Rg est trop faible).
Qu'est ce alors ? Un néologisme pourrait être une "source de puissance délivrable".
En effet si l'on calcule la puissance fournie par cette source à une charge résistive R, on constate que la puissance délivrée à la charge est maximum lorsque R= Rg: C'est une des raisons de l'adaptation d'impédance.
(cf la page Wikipédia: https://fr.wikipedia.org/wiki/Adaptation_d%27imp%C3%A9dances), une autre raison va bientôt être identifiée(*).

Considérons alors l'application d'un signal Eg à l'entrée de la ligne:
A l'instant même où le signal se présente à l'entrée de la ligne, la ligne est vue par la source simplement comme son impédance caractéristique Zc, soit dans notre cas 50 Ω. Il y a alors un diviseur de tension sur Eg par Zc et Rg => la tension apparaissant sur l'entrée de la ligne est donc Eg/2: c'est l'onde incidente.
Cette onde incidente va alors se propager sur la ligne à la vitesse Vp et au bout d'un temps T=L/Vp atteindre l'autre extrémité de la ligne où se trouve la charge Z:
- Si Z= 50 Ω (*: adaptation d'impédance en sortie), la totalité de la puissance délivrable par la source est absorbée par Z et l'histoire se termine ici.
La tension sur Z sera tout simplement Eg/2 retardée de T=L/Vp. On a simplement affaire à une "ligne à retard", et c'est l'objectif généralement recherché: transmettre le signal d'entrée sans déformation.
- si Z ≠ 50 Ω, la puissance délivrable par la source ne peut alors pas être absorbée par la charge Z: la puissance non absorbée par Z donne alors naissance à une onde réfléchie qui se dirige vers la source où elle sera absorbée complétement par l'adaptation d'impédance (*) présente à l'entrée puisque la charge est alors Rg = Zc

Il y a donc présence sur la ligne de transmission de 2 signaux se propageant dans des directions différentes (²) :V_incidente (Vinc.) et V_réfléchie (Vrefl). En tout point de la ligne la tension présente est la somme de ces deux tensions:
V(en 1 point x) = Vinc.(en ce point x) + Vrefl.(en ce point x) avec Vinc (au point x=0, ie à la source) = Eg/2 si la ligne est adaptée en entrée comme pour le pont de Wheatstone.

Sur une ligne de transmission en présence d'une impédance Z, le coefficient de réflexion est défini comme  ρ  = Vrefl./Vinc. (cf note3) et il est moult fois démontré qu'il vaut, en impédances réduites: ρ =(z-1)/(z+1).
De même on peut calculer z = (Z/Ro) = (1+ρ)/(1-ρ) et donc Z = z*Ro

Ce sont bien les deux équations établies pour le pont de Wheatstone, CQFD.


De nombreux papiers existent sur le Net pour justifier mathématiquement ces résultats:
- j'aime beaucoup celui-ci rien que pour le nom ! https://fr.wikipedia.org/wiki/%C3%89quations_des_t%C3%A9l%C3%A9graphistes
- et ce pdf ci pour la complétude et la clarté https://instru.lpem.espci.fr/sites/instru.lpem.espci.fr/IMG/pdf/poly_lignes_23.pdf
mais ce sont des Maths... Je les donne ici pour les pointilleux qui pourront vérifier que si la longueur de la ligne tend vers zéro, alors on se retrouve avec les formules établies facilement pour le pont de Wheatstone.

---Notes:
(²): la coexistence de 2 signaux se propagant simultanément dans des directions différentes sur une paire de fils pourrait laisser dubitatives nombre de personnes. Elle est pourtant la réalité qu'ils ont très certainement vécue: la bonne vieille ligne téléphonique analogique 2 fils (d'impédance caractéristique 600 Ω) transporte simultanément les voix des deux interlocuteurs (c'est la "politesse" qui leur permet aussi de ne pas en subir les conséquences...). En pratique les deux signaux étaient séparés ou combinés sur les postes téléphoniques analogiques par un circuit dédié (transformateurs dits différentiels ou hybrides).
Autre preuve: les modems basse vitesse (jusqu'à 56K) étaient aussi capable d'émettre et de recevoir simultanément sur 2 fils. Pour des vitesses supérieures, les modems rapides, dits en bande de base, eux utilisaient 4 fils (Em et Rec séparées) compte tenu des difficultés à bien séparer les 2 sens de transmissions à ces vitesses. (Nota: pour les modems ADSL utilisés sur ligne analogique 2 fils, je n'ai pas de certitudes mais je ne vois pas pourquoi le même dispositif de séparation hybride ne serait pas mis en œuvre sur la paire de cuivre).

(note 3): grâce à PapyBlue  ;) j'ai maintenant les lettres grecques à ma disposition. Je peux ainsi apporter une précision:
Le caractère Γ (gamma majuscule) est parfois utilisé pour le coefficient de réflexion en tant que vecteur, le caractère ρ (rho minuscule) représentant alors uniquement le module de  Γ.
J'ai l'habitude d'utiliser ρ comme vecteur dont le module est alors noté classiquement |ρ|.

Voilà pour ce (long) épisode #2. Le prochain devrait traiter, avec quasi 0 maths, du coefficient de réflexion ρ et de l'abaque de Smith..(si,si ! mais ce ne sera pas douloureux)

Bonne soirée
Yffig
« Modifié: novembre 26, 2019, 09:32:27 pm par Yffig »
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Yffig

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Re : Analyseur Vectoriel Audio Fréquences (VNA Audio) DIY
« Réponse #8 le: décembre 05, 2019, 07:35:16 pm »

Bonsoir à tout le forum !

Episode #3 : Le coefficient de réflexion (et l'abaque de Smith)

Résumé des épisodes précédents:
Le coefficient de réflexion ρ est défini comme le rapport de l'onde réfléchie sur l'onde incidente:
ρ est un vecteur dont :
-la longueur (ou module) est égale au rapport des amplitudes (valeurs crêtes des sinusoïdes)
   |ρ|= |Vréfl.|/|Vinc.|,
-l'angle (par rapport à la demi droite de référence 0°) est égal au déphasage entre Vréfl./Vinc. :
   Θ = phase entre Vréfl. et Vinc.
Le coefficient de réflexion ρ fournit des informations sur la puissance délivrable que la partie résistive de la charge ne peut pas absorber et il est complètement lié à l'impédance réduite z de la charge par la relation (vectorielle):
  ρ = (z-1)/(z+1)
et cette impédance réduite est donc donnée par:
   z = (1+ρ)/(1-ρ)

Dans une mesure de ρ par un analyseur vectoriel VNA, ρ est très souvent appelé S11 (paramètre de la matrice de dispersion (Scattering matrix)) et le connecteur sur lequel est branché l'impédance très souvent noté REFL. L'affichage de ρ se fait sur un diagramme polaire sur fond d'"abaque de Smith" (extrémités du vecteur ρ lors du balayage en fréquence) ou en mode amplitude, phase

Quelles valeurs peut alors prendre ρ ?

-l'onde réfléchie ne peut avoir une valeur > à celle de l'onde incidente pour des raisons évidentes,
-le module de ρ, noté |ρ| est donc toujours ≤ 1
-l'angle Θ peut prendre toutes les valeurs entre 0 et 360°
⇒ le vecteur ρ est donc toujours contenu dans un disque de rayon unitaire : le disque de l'abaque de Smith
   (voir https: //fr.wikipedia.org/wiki/Abaque_de_Smith )
  (cf PJ disque de Smith.jpg)
Sur ce disque on va trouver quelques valeurs remarquables:
- le centre du disque O correspond à ρ = 0 , il n' y a alors pas d'onde réfléchie, l'impédance réduite est alors = 1, et l' impédance vraie est = à l'impédance de référence utilisée (généralement 50 Ω pour un VNA RF, 8 Ω par choix personnel pour mon VNA Audio (c'est parce que c'est une valeur typique de l'impédance donnée pour une enceinte acoustique). C'est le point correspondant à l'adaptation d'impédance et pour cette raison est aussi appelé TERM (comme terminaison adaptée)
-le point A correspond à |ρ| = 1, Θ = 0° (ou plus simplement ρ = 1) : la charge n'absorbe aucune puissance, elle renvoie vers la source la totalité du signal reçu sans en changer la phase: Vréfl.=Vinc.. C'est le point correspondant à l'absence d'impédance de charge ou circuit ouvert (OPEN). Dans ce cas, le signal apparaissant à l'emplacement de la charge vaut 2 * Vinc. (facile à vérifier sur le pont de Wheastone)
-le point B correspond à |ρ| = 1, Θ = 180° (ou plus simplement ρ = -1):la charge n'absorbe aucune puissance, elle renvoie vers la source la totalité du signal reçu en inversant la phase: Vréfl.= - Vinc.. C'est le point correspondant à un court circuit au niveau de la charge (SHORT). Dans ce cas, le signal apparaissant à 'emplacement de la charge vaut Vinc.-Vinc = 0 (facile à vérifier sur le pont de Wheastone)
Ces 3 points O, A, et B sont l'objet d'une procédure dite de CALIBRATION obligatoire lorsque l'on utilise un VNA RF. Les résultats obtenus lors de cette procédure sont enregistrés par le VNA et seront utilisés lors de ses calculs pour corriger les erreurs dues principalement au dispositif mis en œuvre lors de la mesure (exemple très important: utilisation d'un rallonge coaxiale pour accéder à l'élément à mesurer, cette rallonge introduit un retard et donc une différence dans la mesure de l'angle de phase Θ).
Dans le cas de mon VNA Audio c'est très peu critique (la longueur d'onde à 10 KHz sur un coaxial RG58 est de ~ 20 km et 10 à 20 cm de coax ne vont pas introduire de retard réellement notable sur la phase, ce qui n'est pas le cas par ex sur une ligne téléphonique analogique de 5 km de long lorsqu'il est nécessaire de déterminer l'emplacement exact d'un défaut sur la ligne pour pouvoir la réparer).

-tous les points situés sur le diamètre AB correspondent à des valeurs de ρ comprises entre -1 (point B) et +1 (point A) sans aucun déphasage (le signe "-" prenant en compte les angles de 180°). Les valeurs de ρ sont alors des nombres réels et la formule z = (1+ρ)/(1-ρ) entraîne que:
  - tous les points de ce diamètre correspondent à des résistances pures variant de 0 Ω (point B) à l'∞ (point A).
  -sur le rayon OA, l'impédance réduite z est ≥ 1 et l'impédance vraie ≥ impédance de référence (généralement 50 Ω pour un VNA RF, 8 Ω par choix personnel pour mon VNA Audio
  - et, inversement, sur le rayon OB, l'impédance réduite z est ≤ 1 et l'impédance vraie ≤ impédance de référence

Ensuite, plus l'extrémité du vecteur ρ s'éloigne de l'origine O (son module augmente) moins l'impédance de charge est capable d'absorber la puissance délivrable par la source avec comme limite les 2 demi-cercles (A vers B) et (B vers A): cela signifie que la charge est devenue de plus en plus réactive et l'est totalement lorsque l'extrémité du vecteur ρ est sur ces demi cercles.
Mon propos n'est pas de démontrer la propriété remarquable suivante (ce ne sont que des Maths !):
-Le demi disque supérieur correspond à des impédances dont la partie réactive est inductive,
-Le demi disque inférieur correspond à des impédances dont la partie réactive est capacitive.
Pour illustrer cela, je propose d'examiner en mode VNA Audio (impédance de référence 8Ω, gamme de fréquences: 25Hz à 20 KHz) le circuit RLC en PJ dont la fréquence de résonance est d'environ 2.5 KHz et deux points du coefficient de réflexion à l'aide du simulateur RFSim99:
- à 300 Hz environ, le coefficient de réflexion ρ vaut 0.6 avec un angle de 85.4°, l'impédance calculée par RFSim99 à partir de
cette valeur de ρ est de 4Ω en série avec une inductance de 4.06 mH
- à 10 kHz environ, le coefficient de réflexion ρ vaut 0.8 avec un angle de -48.9°, l'impédance calculée par RFSim99 à partir de
cette valeur de ρ est 4Ω en série avec une capacité de ~ 938nF.

...Et l'abaque de Smith alors..? : de peur de me faire massacrer par des aficionados radicaux, je n'affirmerais pas péremptoirement qu'il ne sert plus à grand chose mais je le pense très fort en silence ! Ce que j'aime beaucoup dans l'abaque de Smith , c'est sa beauté graphique, si si !
C'est un abaque, donc un outil permettant d'obtenir graphiquement et rapidement une solution approchée d'un calcul, essentiellement celui de la conversion du coefficient de réflexion en valeurs de résistance et de réactance. Il a été très utilisé  jusqu'au milieu des années 1970, avec des fonctions très utiles;: calcul de "stubs" pour adapter les impédances, etc.
A la fin des années 70, l'utilisation massive de microprocesseurs a permis d'automatiser les calculs qu'il permettait mais son graphisme est resté tellement "parlant" quand on sait l'interpréter. Par ex., pour moi, regarder le coefficient de réflexion sur un graphe amplitude (en dB en plus !) et phase est une souffrance;: je n'y vois pas grand chose.

Terminé pour ce long épisode, le prochain sera enfin consacré à du matos !

Bonne soirée
Yffig

« Modifié: décembre 05, 2019, 08:52:44 pm par Yffig »
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Yffig

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Re : Analyseur Vectoriel Audio Fréquences (VNA Audio) DIY
« Réponse #9 le: décembre 07, 2019, 10:38:58 am »

Bonjour,

Un Petit Interlude : Quelques autres réalisations...

Au début de ce fil, j'ai affirmé qu'au début de ma réflexion sur le sujet (fin 2017) j'avais d'abord cherché sur le Net avec les mots clés: Audio, Vector, Analy(s/z)er, Impedance et je n'avais rien trouvé d'intéressant...
Puis, après ma réalisation, je découvre que, en 04/2014, JiPiHorn nous apprenait dans sa vidéo 62 "Tutoriel : son enceinte acoustique facile - Partie 1" ( https://www.youtube.com/watch?v=6HkHirB-BYU&t=96s ) l'existence d'un suite logicielle que je n'ai jamais testée: http://www.artalabs.hr/index.htm (Croatie)  ARTA LIMP STEPS qui fait le travail.

Il y a une dizaine de jours, j'ai relancé une recherche et j'ai obtenu un premier résultat pertinent:
http://www.janbob.com/electron/AVNA1/AVNA1.htm
"Building and Using the AVNA1 Audio Vector Network Analyzer" publié en 2018 05-06, l'article en .pdf se trouvant à:
http://www.janbob.com/electron/AVNA1/Larkin-QEX-2018-May-Jun.pdf

Première lecture en diagonale:  j'y découvre une réalisation bien plus sophistiquée que la mienne, plus précise mais dont l'interface graphique est absente: comme moi, l'auteur utilise Excel pour calculer et afficher le résultat des mesures.
Sa réalisation mesure l'impédance ("S11") comme la mienne mais aussi la fonction de transfert Bode "S21" ce que je n'ai pas besoin de faire puisque j'ai, par conception, basé ma réalisation sur la capacité d'un petit ensemble (DDS+ OScilloscope 2 voies) à fournir cette fonction de transfert Bode en fichier .csv.
Par contre, les références qu'il fournit en fin d'article sont extrêmement intéressantes:

- http://www.arrl.org/files/file/QEX_Next_Issue/2015/Jan-Feb_2015/Audet_QEX_Jan-Feb_2015.pdf
Je crois bien qu'il s'agit de l'"ami Jacques" du Boss !
Cette réalisation sophistiquée nécessite l'emploi d'un VNA RF et ne mesure pas directement le coefficient de réflexion S11 obtenu ensuite par calculs dans Excel, ce qui n'enlève rien, je pense, à la qualité et à la précision de l'appareil.  Rien que le design mérite une lecture plus approfondie (que je n'ai pas encore faite...).

-et, beaucoup plus simple à mettre en œuvre (et basé sur le même principe du pont de mesure que moi mais réduit à sa plus simple expression:
 http://wb6dhw.com/RLC_Meter/A%20Low%20Cost%20Automastic%20Impedance%20Bridge.pdf pour l'article publié dans QST oct 2005,
les fichiers Visual Basic de l'application en .zip se trouvent à: http://www.arrl.org/qexfiles  , choisir: année 2005 puis télécharger LMS Prog.zip. L’exécutable écrit pour Win98 et XP se lance sans problème sur Windows Seven et utilise la carte son en générateur et convertisseur AD. Pas encore testé, mais ce sera fait un jour vu la simplicité du pont de mesure qui tient sur un coin de breadboard avec un seul LM358 (sic!).

Bon week-end à tout le forum !

Yffig



« Modifié: janvier 19, 2020, 08:39:40 pm par Yffig »
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Yffig

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Re : Analyseur Vectoriel Audio Fréquences (VNA Audio) DIY
« Réponse #10 le: décembre 10, 2019, 10:16:45 am »

Bonjour à toutes et à tous !

Voici un complément à l'interlude précédent:

1- Concernant l'article de 2005 ( http://wb6dhw.com/RLC_Meter/A%20Low%20Cost%20Automastic%20Impedance%20Bridge.pdf), mes tests sous Windows 7 ne sont pas concluants (Message "Wave Input device did not open") même en mode de compatibilité XP ou 98/ME. Par contre sous un Windows XP (SP3) natif, l'exécutable est opérationnel.
Des explications complémentaires par l'auteur Dr George R. Steber, WB9LVI pourront être trouvées dans le papier suivant (oct 2005):
http://www.marucchi.it/ZRLC_web/ZRLC/Steber_An_LMS_Impedance_Bridge.pdf

2-Et, toujours du même auteur, une version totalement différente et montant beaucoup plus haut en fréquence:
en 2008 dans Nuts & Volts avec un analyseur complètement différent (pas de carte son, géné+ Voltmètre DC à 0.5% à la place):
https://www.nutsvolts.com/magazine/article/a_low_cost_rf_impedance_analyzer (L'exe est téléchargeable en fin de la page de l'article).

Bonne journée

Yffig
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Yffig

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Re : Analyseur Vectoriel Audio Fréquences (VNA Audio) DIY
« Réponse #11 le: décembre 13, 2019, 08:31:45 pm »

Bonsoir à toutes et à tous,

Épisode #4 : Le module de mesure (inclus la simulation du principe et les précisions de la mesure)

Dans cet 4° épisode,
 . je présente le circuit de mesure mis en oeuvre,
 . je simule par LT-Spice un point de mesure d'un circuit RC série,
 . je convertis les mesures effectuées en valeurs de R et C
 . et j'ajoute quelques commentaires et analyses sur la précision du résultat selon les mesures.

1-Le schéma (PJ:"4R+10µF à 1KHz.png"):
Le générateur V1 alimente les 2 branches du pont:
  . le diviseur R5 et R6 fournit la tension incidente Vinc. suivi d'un ampli op suiveur U1: Vinc.= V1/2,
  . le dipôle à mesurer Z = Rs + jXs est alimenté par la même tension V1 via la résistance de référence R7 et fournit la tension Vx,   bufferisée par U2.
Nota: Les résistances ont été volontairement légèrement décalées de leur valeur nominale afin de ne pas partir sur un modèle "trop parfait": nominalement, R5 et R6 sont des 10KΩ et la référence R7 est une 8Ω.
Pour la simulation, la fréquence de test est de 1000 Hz, le dipôle à mesurer est de 4Ω en série avec un condensateur de 10µF (réactance de -15.9Ω à 1Khz).

Un montage d'ampli différentiel très basique U3 fourni la tension Vrefl.= (Vx-Vinc).
Ici aussi les résistances R1, R2, R3 et R4 ont été légèrement décalées de leur valeur nominale 10KΩ.

Les amplis op sont des LT1057 de la bibliothèque standard LT-Spice à entrées JFet afin que tout un chacun puisse lancer la simulation (en pratique j'ai utilisé des OPA2604 dont il faut importer le modèle Spice fourni par Texas Instruments).

2-La simulation et les mesures: (PJ: "4R+10µF à 1KHz Waveforms.png"):
La simulation calcule les 3 tensions Vinc., Vx et Vrefl. à 1 KHz et affiche les formes d'onde.
Seule la 19° période de simulation est affichée afin de mesurer en régime permanent seulement (i.e.ne pas mesurer sur les périodes du régime transitoire au démarrage de la simulation).
Un curseur est placé sur Vinc. et un autre sur Vref. on peut ainsi mesurer:
  . l'amplitude crête de Vinc.,soit |Vinc.| et l'amplitude crête de Vrefl., soit|Vrefl.| et ainsi obtenir le module du coefficient de réflexion   |ρ|=|Vrefl.|/|Vinc.|
  . le décalage au passage par zéro de Vrefl. versus Vinc. et ainsi obtenir la différence de phase Θ en degrés
   = 360°*décalage (en µs)/ 1000 µs pour une excitation à 1000 Hz , avec le signe "-" comme Vrefl. est en retard sur Vinc.
Le fichier complet permettant la simulation est fourni en PJ: VNA Audio (LT1057).asc
Nota: Les mesures des amplitudes et celle du décalage temporel par les outils de LT-Spice sont des mesures "quantifiées" et donc entachées d'une erreur due à ces quantifications. Cela entrainera donc une erreur (faible bien sûr) sur les résultats qui seront obtenus.
On obtient ainsi (avec valeurs des résistances décalées de leur valeur nominale):
|Vinc.|= 991 mV
|Vrefl.|= 830.86mV
Décalage = 139.46 µs
et donc  |ρ|=0.838 , Θ=-50.21° (!! attention au signe du déphasage)
Si on utilise pour la simulation les valeurs nominales des résistances, on aura:
|ρ|=0.823 , Θ=-51.34° (!! attention au signe du déphasage)

3- La transformation du coefficient de réflexion mesuré en composants R et C en série:
Le classeur Excel Office2000 en PJ (VNA Calculs.xls) permet, dans son onglet "Formules" d'obtenir, en saisissant |ρ| et Θ (ou les formules données plus haut avec les valeurs mesurées), la valeur de la partie résistive R de l'impédance du dipôle et la valeur de l'élément réactif (self ou condo selon le signe de Θ).

Pour la simulation "décalée des valeurs nominales", on obtiendra ainsi:
Rs= 3.77Ω et Cs=9.724 µF (soit une erreur de -5.6% sur Rs et -2.8% sur Cs, attention donc à la précision des valeurs nominales !).
Avec des valeurs nominales:
Rs=3.97Ω et Cs =10.044 µF, (soit une erreur de -0.8% sur Rs et -0.448% sur Cs), => pas mal , non ?

4- L'analyse :
L'onglet "3D" du fichier Excel donne une représentation succinte de la manière dont la partie résistive et la partie réactive de l'impédance mesurée varient avec |ρ| et Θ. Les 2 surfaces montrent ainsi "la sensibilité aux erreurs de mesure" selon les valeurs de |ρ| et de Θ.
D'une manière générale, on constate sur les 2 surfaces que c'est le couple {valeur de |ρ| élevée ET valeur de Θ faible} qui vont occasionner la plus grande sensibilité à la précision de la mesure et que ce type de couple de valeurs doit être évité.
Cela est cependant assez facile à prendre en compte: ces valeurs à éviter sont principalement dues à une résistance de référence qui est trop différente des valeurs de la résistance et/ou de la réactance mesurées. On pourra sur l'onglet Formules, toutes choses égales par ailleurs, simplement changer la valeur de la résistance de référence pour constater l'effet de cette valeur de référence.
Une commutation de gamme (changement de la valeur de référence) permettrait alors de revenir à des valeurs calculées qui sont bien moins sensibles aux erreurs de mesures.

(PS: 
- :( si un(e) bidouilleur(se) averti(e) sait comment afficher correctement les échelles de valeurs des abscisses du diagramme 3D d'Excel...je suis preneur)
- les valeurs relevées sur LT-Spice peuvent être légèrement différentes de celles que je publie ici, c'est "normal"
- compte tenu de la longueur de cet épisode, des modifications et compléments ultérieurs pourraient être nécessaires...)

Bonne soirée et Bon week end !
Yffig




« Modifié: décembre 14, 2019, 07:18:58 am par Yffig »
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Yffig

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Re : Analyseur Vectoriel Audio Fréquences (VNA Audio) DIY
« Réponse #12 le: décembre 20, 2019, 07:42:29 pm »

Bonsoir à toutes et à tous,

Épisode # 5 : L'alimentation du pont de mesure (inclus la simulation)

Dans cet 5° épisode,
 . j'expose les contraintes fixées par l'alimentation du pont de mesure dans le cas d'enceintes acoustiques
 . je propose une solution à ces contraintes
 . et je simule avec LT-Spice le circuit utilisé.

L'objectif premier de cet analyseur vectoriel est d'obtenir la courbe de l'impédance d'une enceinte acoustique, même si il peut bien évidemment être utilisé pour des dipôles plus simples et moins "gourmands" en matière de niveau d'excitation.
Une enceinte acoustique (ou un haut-parleur seul) est vendue avec une donnée d'impédance "nominale définie à 1KHz", selon sa fiche technique.
Cela n'a que bien peu de signification mais ce que l'on constate facilement c'est que l'impédance d'un haut-parleur est toujours au moins celle de sa résistance en courant continu (typiquement de quelques Ω, faites en l'expérience...) et que la valeur de l'impédance "nominale" est proche de cette valeur: 4Ω et 8Ω sont les valeurs couramment rencontrées dans les feuillets de caractéristiques.
Partant de la valeur 8Ω et compte tenu de la nécessité d'exciter suffisamment ce dispositif électro-magnétique, il n'est pas réaliste d'effectuer une mesure d'impédance à 0 dBm (soit 1 mW sous 8Ω...) => 0 dBW est plus approprié pour que le haut parleur ait un déplacement conséquent et réaliste (ainsi qu'un niveau de pression acoustique audible...).
Or 1 W sous 8Ω, c'est une puissance P = (Urms)²/ 8Ω obtenu pour une tension efficace Urms = racine (8*P) soit 2.83 Vrms et donc environ 8V crête à crête (et donc 1A crête à crête)...
Bien sûr il est tout à fait possible d'utiliser un ampli "HiFi" en classe AB pour alimenter ce pont, j'ai préféré quelque chose d'indépendant et d'intégré au boîtier de mesure.
Un simple ampli op audio classique (NE5532 par ex.) n'est pas capable d'une telle performance même si il est souvent rencontré dans  du matériel audio avec des charges typiques de 600Ω.
Il faut donc, pour alimenter le pont de mesure dont une des branches est constituée par la résistance de référence (qui sera de 8Ω) en série avec le haut-parleur ou l'enceinte acoustique, un ampli-op super musclé, et justement ce n'est pas ce qui manque...
J'ai retenu le LM1875, capable de 20W min sous 50V. Le TDA 2030 est aussi un choix pertinent bien qu'un peu moins musclé. On
trouve facilement sur les sites chinois bien connus des modules tous faits à 1 ou 2€ environ (sans radiateur!).Par exemple pour 1xLM1875+composants et PCB: https://fr.aliexpress.com/item/4000013416841.html? qui est à alimentation symétrique et donc sans condo de sortie, mais l'entrée est couplée AC (facile à retirer) : cf. le schéma sur le site.
Attention le LM1875 ne doit pas être alimenté sans un radiateur, même sans signal d'entrée (cf la datasheet).

Comme il faut bien faire des choix de design, j'ai donc choisi:
- un LM1875 alimenté en +/- 15V comme la carte de mesure puisque cet ampli sera intégré au boîtier de mesure,
- sans condensateur de sortie pour ne pas limiter la bande passante à ce niveau
- de minimiser l'offset en sortie dans cet ampli par un gain en CC égal à 1 (et un atténuateur musclé en entrée compensé par un gain de 26 dB de l'ampli)
- d'utiliser dans la branche du pont qui fournit la tension "incidente", deux résistances de 8Ω "identiques " à celle en série avec l'impédance à mesurer afin de charger constamment l'ampli et de maintenir ses caractéristiques (dont sa température) les plus stables possibles durant les mesures
- de pouvoir régler le niveau de l'attaque du pont à l'entrée de l'ampli
- et bien sûr de monter le LM1875 sur radiateur en l'isolant.

Texas Instruments nous offre le modèle SPICE du LM1875 qui est fourni en PJ (il vous appartiendra de l'intégrer, cf. ce qu'a proposé Bertrand : https://www.youtube.com/watch?v=9oTB3b66Ebc
ou encore (en anglais) l'excellent YouTuber roumain Fesz, malheureusement trop peu connu que je recommande vivement aux aficionados de LT-Spice:
https://www.youtube.com/watch?v=8V5XabccFaE
J' ajoute en PJ le symbole LM1875.asy créé à cet effet si vous souhaitez vous épargner sa création (à placer dans \lib\sym\AutoGenerated), LM1875.lib est à placer en \lib\sub

La simulation LT-Spice jointe (et le fichier complet .asc) permet de vérifier:
- la bande passante du module avec une charge inductive de 15mH (simulant la bobine d'un haut parleur) ainsi que sa stabilité (marge de phase à 0dB de 180-113°= 67°, très confortable donc. Si la charge est capacitive (1µF), on constatera par simulation une marge de phase encore améliorée (71°). Donc l'ampli est inconditionnellement stable et cela est dû à la résistance Rréf de 8Ω en série avec l’impédance à mesurer.
- et par une directive .net, d'obtenir entre autres, l'impédance de sortie de ce module.
Nota: le niveau de sortie n'a pas besoin d'être parfaitement constant puisque c'est le même signal qui alimentera les 2 branches du pont. Il a simplement besoin de ne pas baisser drastiquement aux extrémités du spectre de mesure afin de conserver une dynamique suffisante quand le signal réfléchi mesuré baisse "naturellement" (effet inductif ou capacitif du dipôle à mesurer).
Une précison importante: cet analyseur vectoriel d'impédance n'est pas uniquement destiné à mesurer des haut-parleurs ou des enceintes acoustiques, il peut être aussi utilisé pour qualifier n'importe quel dipôle dans la gamme audio et au delà mais en se limitant à la fois en niveau d'excitation et en fréquence (100 KHz), des mesures d'ESR de condos, de coefficient de qualité de selfs, etc sont tout à fait possibles. Il est très facile de le modifier pour des fréquences encore plus élevées jusqu'au MHz, voire plus et j'apporterai dans un autre épisode (plutôt vers la fin de cette série) les éléments à prendre en compte pour cela.

Le prochain épisode sera consacré à la réalisation et à l'automatisation des relevés de mesures.

Have fun and a nice week end !


Yffig
« Modifié: décembre 20, 2019, 09:55:23 pm par Yffig »
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Re : Analyseur Vectoriel Audio Fréquences (VNA Audio) DIY
« Réponse #13 le: décembre 21, 2019, 02:10:18 pm »

Bonjour
Petit mélange de pinceaux dans l'épisode 5...
Le symbole LM1875.asy fait référence à un LM1875.sub
Si vous souhaitez utiliser ce symbole, renommer le LM1875.lib en LM1875.sub
Autant pour moi !
Yffig
« Modifié: décembre 21, 2019, 04:49:50 pm par Yffig »
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Yffig

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Re : Analyseur Vectoriel Audio Fréquences (VNA Audio) DIY
« Réponse #14 le: janvier 12, 2020, 09:07:15 pm »

Bonsoir à toutes et à tous,

Épisode # 6 : La réalisation

Après une longue pause des confiseurs, je reprends le fil avec la description de ma réalisation de l'Analyseur Vectoriel Audio.

Tout d'abord qq précisions : ce que je présente n'est pas LA réalisation universelle à tout faire mais tout simplement ce que j'ai réalisé pour satisfaire mon cahier des charges: mesurer avec une précision suffisante l'impédance d'une enceinte acoustique ou d'un haut-parleur.
Un certain nombre de choix ont été faits pour cela:
- un niveau du signal d'attaque de l'impédance en test plutôt conséquent (environ 2 à 3V rms soit environ 1W sur 8 Ω)
- une impédance de référence plutôt faible mais cohérente avec les dispositifs à mesurer, donc 8 Ω,
- une plage de mesure d'environ 20Hz à 100 KHz
- une précision suffisante mais ne visant pas le 0.1%...et donc:
   - pas de compensation d'offset, ni de correction de calibration lors des mesures
   - des composants ou modules facilement trouvables
- destiné à une utilisation plutôt sporadique, alors... pas d'alimentation dédiée, pas de processeur, pas d'écran de visu, etc...

Pour un cahier des charges différent, je propose en fin d'épisode quelques pistes.

Un certain nombre de schémas et de photos ayant été déjà publiés dans les posts précédents, seuls seront joints à cet épisode les pièces complémentaires nécessaires.

Le schéma synoptique
(cf PJ Audio VNA synoptique):

Il correspond au boîtier présenté au début du fil:
- l'alimentation +/- 15V , 0.5 à 1A est externe par douilles bananes en face AR
- l'entrée du signal de test (géné Audio sinusoïdal) est injecté en face AR sur BNC (photo face AR en PJ)
- le signal est d'abord atténué et son niveau est réglable par un potard sur la face avant
- le signal est ensuite amplifié par le module LM1875 avant d'attaquer le pont de mesure
-le pont de mesure est constitué de 3 résistances de 8 Ω, "1% ou mieux" de 8W chacune réalisées avec des résistances de 2 Ω, 1%, 2W triées et assemblées.
Un 4° jeu de 8 Ω est créé pour réaliser une résistance de "Terminaison de Référence 8 Ω" (mesurée en 4 fils sur Keysight 34461A : 8.026 Ω à 21°C) (cf photo en PJ)
-Les amplis op des buffers et de l'ampli différentiel sont des OPA2604 (des TL082 auraient très certainement fait l'affaire vu les niveaux)
- Les tensions Vinc. et Vrefl.sont disponibles pour les mesures sur la face AV sur des BNC.
- L'impédance à mesurer est connectée sur les 2 douilles bananes en face AV (par des fils les plus courts possible) et une BNC permet de visualiser la tension (bufferisée) présente sur l'impédance en test afin de s'assurer de la qualité du signal (par ex. niveau d'attaque correct, pas de saturation due à la présence d'un noyau magnétique, etc ...).
(Sur les photos du module de mesure, un emplacement DIL8 est vide: j'avais prévu un multiplicateur analogique AD633 comme "détecteur de phase" qui n'a pas été implémenté après tests , la mesure de différence de phase par scope ayant démontré qu'elle était suffisante).

Les Tensions d'offset, est ce un problème ou non ?:
Le choix a été fait d'un couplage continu de l'entrée du signal jusqu'aux différentes sorties ... OR:
- Un géné BF (gamme Audio et plus) possède, volontairement ou non, un offset de tension sur sa sortie (qq mV typiquement, voire plus si mal ajusté)
- Un ampli op possède aussi un offset de tension en entrée qui sera amplifié par le gain DC du montage
L'atténuation en entrée avant le réglage de niveau permet de limiter l'influence d'une éventuelle tension d'offset DC importante en entrée.
Il suffit de s'assurer que ces offsets restent faibles ( disons < 10 mV), et surtout, d'utiliser le couplage AC sur les 2 voies du scope qui servira à mesurer les amplitudes et le déphasage.
Mesure des offsets sur la réalisation : quelle que soit la sortie BNC, ils restent inférieurs à +/- 6 mV DC
Le générateur de signal et le scope utilisés pour les mesures sont des 8 bits => avec 256 valeurs, un signal de 5V pp donne un pas minimum de ~20mV  ... soit environ 1% de précision au max => il paraît illusoire d'aller chercher mieux que 1% sur les mesures dans ces conditions.

Niveaux:
max Générateur : 3.5Vrms,  Atténuateur d'entrée : 0.053, Gain LM1875 : 21 => Tension Vrms MAX sur l'impédance en test Z en test < 4 Vrms

Autres cahiers des charges:
- Pour les fréquences > 100 KHz et pour des mesures de R, L ou C (RLC meter), préférer un VNA RF tel que le nanoVNA....mais pour mesurer des ESR de condos, des R-série de self d'alim à découpage à des fréquences de test de 50 Hz, 100 Hz, 50 KHz, etc = > Réaliser un VNA Audio dédié:
- La résistance de référence pourra être mieux adaptée aux impédances à mesurer: passer à 50 Ω par ex. Des résistances de précision 0.1 %, 0.6W à coût très raisonnable sont facilement disponibles, par ex.: https://www.reichelt.com/  par ex., la référence MPR100 pour des 100 Ω => 50 Ω 1.2W en //. Attention alors à ne pas détériorer leur précision en les soudant trop fort ou trop longtemps (prévoir de pincer sur leurs connexions lors de la soudure).
- Pour le Driver du pont, utiliser un simple Ampli op audio capable supporter des charges de 600 Ω tels NE5532, OPA2604, etc...)
- Utiliser des Amp Op à réglage d'offset tels TL081 (mono amp dans un boitier)
- Remplacer l'ampli différentiel par d'autres schémas d'ampli différentiel avec du gain ou par un véritable Ampli d'instrumentation (faire un simple recherche sur les sites des grands distributeurs tels que Digikey, Mouser, etc)
- (et sans doute d'autres pistes à explorer...)

Prochain épisode: les mesures.

PS: Je joins à ce post une nouvelle feuille "VNA Calculs V1.1.xls" (bug corrigé: utilisation erronée d'atan au lieu de l'atan2 appropriée aux angles de -180° à 180°  :o et ajout des calculs de réactance de  L et C en fonction de la fréquence) .

Bonne soirée.

Yffig
« Modifié: janvier 12, 2020, 09:30:18 pm par Yffig »
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