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Alimentation laboratoire 0-30V 0-3A
Cécile:
Bonjour,
J'ai donc simulé le filtre du troisième ordre, avec une tension en entrée carrée, de 10kHz, avec un rapport cyclique de 50%. L'ondulation de sortie est de l'ordre de 15µVpp. A la sortie de l'aop, l'amplitude est multipliée par 11; Et en effet, j'observe (approximativement) 160µVpp. En tout cas merci, je ne pensais pas LTspice si simple d'utilisation! :) Je pense que cette ondulation est négligeable (surtout au vu des 0.01% fixés).
Quand au temps de réponse, il est d'approximativement 40ms, reste à savoir si cela est trop important ou pas: pour que ce soit gênant, il faudrait que le nb de changement de consigne dépasse 25 par seconde (1/0.04=25). Soit 1tr/s avec un encodeur logique...
Par contre un problème est apparu: à la sortie du filtre, avec un signal carré d'amplitude 3V et rapport cyclique de 50%, je n'ai pas les 1.5V prévus, mais 1.82V... Et j'ignore totalement d'ou viennent les 0.32V en trop. A essayer dans la réalité, donc (breadboard).
Merci pour votre aide, et bonne soirée.
Yffig:
Excellent , Cécile !
LT-Spice est un outil génial, gratuit, simple (si, si.. quand on sait s'en servir) et non destructif ;).
Continue à t'en servir, avance progressivement dans sa maîtrise (tu pourras intégrer des modèles de composants actifs: diodes, BJT divers et variés, des JFet, des sub-circuits de puces (pas de µC cependant), des MOSFETs divers et variés (en mode sub-circuits cependant), et beaucoup beaucoup plus.. Si tu veux, je te communiquerai un tuto en anglais avec des exemples absolument bluffants ;)
Dans ta simulation tu as "oublié" de mettre toute la circuiterie qui tourne de U1A (j'ai fait exprès de ne pas te le dire afin que ta simulation soit vraiment basique (tu peux et dois aussi réduire les temps de montée/ descente de ton signal PULSE)
Tu aurais pu faire aussi sur la même simulation (.asc) une simulation "AC Analysis" en prenant soin de mettre mieux paramétrer V1 (Click droit sur V1 --> Advanced, Small signal (AC) Analysis, tu mets 1 dans AC Amplitude et tu laisses Phase à vide). Tu obtiendras instantanément la réponse en fréquence de ton circuit dans le range que tu auras défini.. c'est-y pas beau ? 8)
Un point à prendre en compte, et tu l'as fait pour la sortie que tu as visualisée,: Mettre des Labels dès la création du circuit, par exemple sur V1 mettre un label PMW car dès que tu vas modifier ton circuit, il va changer les références des noeuds dans la "netlist" et les points de mesure du graphique ("plot") vont être complètement déplacés.
Concernant ma réaction épidermique à la vue d'un PWM utilisé en mode "linéaire", je veux encore une fois m'excuser d'avoir réagi si rapidement et m'être trompé de diagnostic (résiduelle de PWM au lieu de temps de réponse). C'est une réaction reptilienne liée à mon expérience calamiteuse des petites PLL CMOS 4046/HC46 quand on utilise le OU Exclusif en comparateur de phase (c'est du PWM...). En effet, la modélisation théorique de l'asservissement de phase ne tient pas vraiment compte du fait que le comparateur de phase XOR délivre un signal PWM qui ne peut être stabilisé en valeur moyenne constante qu'après un certain temps comme tu l'as constaté toi même. En utilisant un DAC, tu auras aussi un retard à la commande, en particulier lié à la transmission série de la consigne vers le DAC. SPi peut être meilleur qu'I²C de ce point de vue. Il y a clairement un compromis à trouver entre niveau de résiduelle et temps de réponse quand on utilise PWM en régime "linéaire"...
Le pb de tension moyenne différente de Vref/2 que tu décris n'apparaît pas chez moi (je simule uniquement les 3 cellules RC en cascade, ie sans l'ampli op). Je vais regarder de mon côté avec un Amp Op ce soir et te répondre.
Sinon, j'ai des remarques importantes qui concernent la partie Darlington et je les ferai ce soir.
;) Bon réveil à l'autre côté de l'Atlantique ;)
Yffig
Yffig:
Bonsoir (de mon côté de l'Atlantique) et Bonjour (de ton côté),
Concernant la valeur moyenne en sortie de filtre qui n'est pas Von/2 (Von est celle définie par ton signal PULSE).... je te laisse y réfléchir toute seule (indice: je t'ai donné sans le savoir la raison au 2° paragraphe de ma précédente réponse).. Si tu calcules à la main la valeur moyenne de ton signal PWM, tu verras que ce n'est pas Von/2 ! Pas besoin de calcul d'intégrale très compliqué pour la déterminer...
SPICE ne ment jamais... Il fait les calculs que tu lui demandes et les fait avec extrême précision si tu définis correctement le contexte de simulation.
N'oublie pas d'ajouter autour de l'OpAmp tous les condos que tu as mis sur ton schéma (et avec un opAmp réel tel que le LT1057 et de simuler en AC Analysis aussi)
Ensuite, qq points de détail: tu as gardé le produit RC constant mais avec des R*10 et des C/10 par rapport à ton schéma..., reste cohérente (et utilise plutôt le symbole European Resistor qui est dans le répertoire Misc plutôt que le symbole US de la barre du menu qui est esthétiquement très laid, mais c'est une question de goût). Apparemment tu as essayé plusieurs OpAmp sur le même schéma ( ton OpAmp est numéroté U3... il devrait s'appeler U1...) et tu as donc pris en dernier l'Universal OpAmp2 qui est le bon (perso j'utiliserai ensuite un OpAmp plus réaliste, . le LT1057 par ex qui est un TL082 amélioré).
Dans la définition de ton PULSE, tu as mis Ncycles=0..., tu as de la chance que Spice l'interprète comme un "While True" et arrête la simulation à la valeur donnée dans TRAN (0.06s dans ton cas). Mets Ncycles à une valeur cohérente avec la durée de simulation que tu attends, ça te sera utile pour réaliser des simulations un peu plus sophistiquées avec des sources qui se déclenchent à des instants différents.
Pour ce qui concerne ton darlington ballast, il y a un "TRES GROS LOUP":
-R1 et R5 de 0.1R servent à équilibrer les courants des 2 ballast TIP41C. Pour 3 A max en sortie, chaque transistor aura donc un courant d'émetteur d'environ 1.5A.
Les tensions sur ces résistances seront alors de ~150mV, ce qui va plutôt bien équilibrer les courants des 2 TIP41C MAIS NE VONT JAMAIS déclencher la protection par les 2N3904 Q2 et Q4 auxquels il faut un Vbe de 600mV pour limiter le courant de sortie à la valeur LIMITE que tu souhaites, avec 0.1R il ne seront déclenchés que pour ~ 6A par transistor soit 12A !!!!!!=> Tu dois mettre une résistance supplémentaire derrière le point de jonction de R1 et R5 qui sera en // avec la jonction BE d'un 2N3904, je te laisse calculer la valeur de cette résistance et sa dissipation. Sa valeur sera proche de 0.6V/1.8A par ex soit 0.33R mais c'est très dépendant des caractéristiques Ic(Vbe) du 2N3904 que tu utiliseras.. Spice peut te fournir cette courbe à partir du modèle 2N3904 standard qu'il utilise mais le mieux c'est de la mesurer sur tes 2N3904 à VCE ~ 1.3v.
- R3 et R7 sont surdimensionnées en valeur et en puissance. Calcule le courant de base des TIP41C à I out max= 1.5A et ajuste tes valeurs R et W.
- Il manque une résistance "de fuite" entre l'émetteur du driver 2SD882 et le point de jonction R1- R5.
- RAS pour R8
Tu peux facilement simuler cette partie avec Spice: prend comme ballast des 2N3055, en driver un 2N2219A, et un 2N3904 en protection dans la bibliothèque standard, des sources de tension et une résistance de charge. tu auras tout loisir de regarder comment ça "roule": courants, tensions, puissances dissipées, réponses transitoire et en fréquence, etc.
Yffig
Yffig:
J'ai oublié de préciser que Spice ne connaît pas la notion de potentiomètre... Pour le simuler il faut passer par une directive STEP.
loulou31:
Bonjour,
Bon courage pour cette initiative de circuit.
Pour l'alimentation auxiliaire de 5 et 3.3V, moi je partirai du 34V avec deux régulateurs série, au lieu de mettre un autre transfo + pont diode + filtrage. Comme le courant va être d'une dizaine de mA dans ces circuits la dissipation dans les régulateurs série sera faible, au pire on peut mettre une résitance en série en amont.
Pour la reference de 3.3v faible bruit je pense que ce n'est pas indispensable dans la mesure où le reference va sortir d'un PWM va avoir un certain bruit résiduel, même après filtrage. A ce propos une constant de temps de 40ms est à mon avis un peu élevée, car c'est 40mS à 67% et qu'on arrivera à la consigne finale qu'après une seconde environ.
Je ne comprends pas pourquoi il y a deux circuits un de regulation de courant et un autre de protection de courant, ces deux fonctions pouvant être réalisées dans le meme circuit . Concernant le circuit de regulation de courant j'ai vu des constantes (R*C) de temps importantes dans la mesure du courant qui font que la regulation va être lente ( c'est peut être pour cela qu'il y a un circuit séparé pour la protection CC).
Attention à la dissipation dans les ballasts, tu vas avoir plus de 50W en CC dans chaque transitor. Donc prévoir refoidissement suffisant.
Pour la tension à vide en sortie du transfo tu vas avoir plus de 34V car le transfo est spécifié pour 24V efficace au courant nominal de 3A ce qui veut dire que tu auras à vide 26 à 28V efficaces soit pas loin de 40V à vide redressé ce qui peut poser probleme avec les Opamp utilisés.
Pour la mise au point je mettrai un seul ballast et limiterai le courant de CC à quelques centaines de mA avec une valeur de R1 / R5 de quelques ohms ....on sait jamais. a noter qu'il faut une résistance de quelques W et non une simple 1/4 W.
Jean-Louis
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