Fréquencemètre fpga. Utilisation d'un GPS disciplined oscillator

[Yffig]

Bonsoir,
Voici les résultats sous 3.3V.
J'ai mis plus d'infos de mesures sur les traces : A (bleue) est la sortie multi-portes avec temps de montée et de descente (20% à  80%)
B (rouge) est l'entrée (sur la 47 ohms) de la porte de conformation avec son offset et son amplitude crête à  crête.
Si tu veux un peu plus que 2Vpp à  l'entrée du FPGA (terminée sur 50 ohms) tu vois qu'il vaut mieux mettre 3 portes en //
De toutes façons, un 74HC14 en a 6... => tu n'en utiliseras que 4 et il est prudent de mettre les entrées des 2 inutilisées au 0v (ou à  3.3v).
Dans ton montage tu peux sans problème visualiser l'entrée et la sortie de la porte de conformation avec une sonde x10 sur ton scope pour vérifier que tu as bien un signal d'attaque pour les 3 portes en //, d'ailleurs le signal visualisé sur la sortie ressemble beaucoup à  ce que tu nous a montré sur ton scope avec des dépassements.

A toi de jouer !

Yffig

[Yffig]

Précisions:

- la trace bleue est le signal qui se présentera à  l'entrée du FPGA au bout du coaxial 50 ohms

- contrairement aux copies d'écran obtenues sous 5V, les rapports cycliques (Duty cycle) s'éloignent des 50% mais cela n'est dû qu'aux niveaux d'offset et d'amplitude présents à  l'entrée sur la 47 ohms et cela n'a aucune importance puisqu'on utilise toujours le même type de front (montant ou déscendant) pour déclencher le FPGA.

[Yffig]

Bonsoir Kamill,

Pas de nouvelles de ta part = Bonnes nouvelles, j'espère !

J'ai pour ma part terminé la réalisation et les tests de mon Hub de distribution d'Horloge de référence piloté par GPS. Reste à  le mettre en boîte...
Je me propose de décrire cela dans un deuxième post d'ici quelques jours et je vais consacrer ce premier post (découpé en plusieurs morceaux compte tenu de la limite de 4 fichiers joints) à  la description des éléments des tests de qualification et d'en préciser les limites.

J'ai donc acquis un petit bloc GPS-DO différent du tien qui, à  partir des signaux d'horloge GPS reçus, pilote une PLL et se programme très simplement à  partir d'un PC et d'un .exe fourni par le constructeur:

Comme Bertrand nous prépare quelque chose qui est très proche, je ne ferai pas plus de pub à  ce boîtier, et j'indiquerai simplement que la PLL est une PLL de Silicon Labs Si5328C, que la sortie semble être prise directement via une résistance de 48R sur une des sorties différentielles Clock1 (pas de doc sur la box et je l'ai ouverte pour voir). La partie GPS est un UBlox MAX-M8Q-0-10, un PIC18F24K50 gère l'ensemble et le port USB2.0, il y aussi un XCO, une pile ou batterie de sauvegarde et ce qui semble être un régulateur LDO.

L'environnement de tests de qualification que j'ai réalisé est:
L'antenne active du GPS fournie avec la box est connectée, le GPS-DO est successivement programmé à  différentes fréquences dont 10MHz, un coax 50 ohms en RG58 de 50 cm connecte la box à  un PicoScope USB 200 MHz, voie A par un Té BNC terminé par une charge 50 ohms.
L'objectif est de regarder ce que "voit" le scope selon la fréquence et d'en tirer quelques conclusions sur la pertinence de ces mesures.
J'ajoute dans cette partie les mesures que j'avais faites sur l'entrée du Té avec le petit analyseur vectoriel mini VNAPro de 10 MHz à  200 Mhz et exportées dans le gratuit et génial logiciel RFSim99 en abaque de Smith:
Ce qu'il faut retenir de ces mesures, c'est que l'impédance présentée en bout de coax n'est vraiment pas constante sur la plage de mesures, et donc qu'un signal "carré" verra ses nombreuses harmoniques impaires transmises plus ou moins bien.
Cette impédance ramenée à  un circuit RC parallèle vaut ainsi:
- à  10 MHz (fondamentale): 49.2R // 16. 6 pF
- à  30 MHz (1er harmonique impair) : 48.6R // 16.5 pF... cette harmonique passe plutôt très bien
- à  50MHz (2ème harmonique impair): 47.4R // 16.4 pF... c'est pas mal
- à  70 MHz (3ème...): 45.6R // 16.4 pF
- à  90 MHz (4ème...): 43.3R // 16.3 pF
- à  110 MHz (5ème..): 40.4 R // 16.1 pF ...ça se dégrade de plus en plus
- à  130 MHz (6ème...): 37.2R// 15.6 pF
- à  150 MHz (7ème...): 33.9R // 14.8 pF
- à  170 MHz (8ème...): 30.7R :: 13.4 PF
- à  190 MHz (9ème...): 27.9R :: 11.4 pF
J'arrête ici puisque le PicoScope n'a qu'une bande passante à  -3dB de 200 MHz et qu'à  cette fréquence le signal est déphasé de 45°.
Ceci montre que même à  10MHz, le signal, même s'il était fourni parfaitement carré par le GPS-DO, ne pourra pas être visualisé comme un carré par la mesure. Ses différentes composantes (série de Fourier d'amplitudes relatives 1/(2k+1)) seront atténuées, réfléchies et déphasées.

La limite de 4 pièces jointes étant atteinte, la suite dans quelques instants.

[Yffig]

Voilà  la partie mesures.
Je rappelle le contexte des tests:
Le GPSDO est "sensé fournir un signal carré"(*) sur un câble coax de 50 ohms de longueur 50 cm à  l'entrée d'un scope de bande passante 200 MHz. Cette entrée est terminée "plus ou moins correctement"'(**) par un charge fictive de 50 ohms par un Té BNC.
(*): disons que pour des fréquences << Fmax = 810MHz du GPSDO et une charge de 50 ohms, le signal délivré par le boitier est supposé être parfaitement carré.
(**): la partie précédente décrit l'impédance présentée en sortie du câble par le montage Té BNC / Charge de 50 ohms / Entrée physique du scope. Elle n'est proche de 50 ohms à  10% près qu'à  des fréquences < à  ~ 80MHz et comporte toujours une capacité parasite de ~16 pF.

Le GPSDO est réglé successivement sur les fréquences suivantes :
-10 MHz
-25 MHz
-50 MHz
-100 MHz
-200 MHz
afin de disposer de signaux "superposables". Pour cela chaque fréquence de signal est capturé avec une base de temps adaptée et en visualisant successivement ces captures avec un logiciel d'image, la comparaison de la forme des signaux selon la fréquence est immédiate.

Ce que l'on observe, c'est que:
-Si la fréquence du signal carré augmente, le circuit de liaison et le scope ne peuvent pas "suivre" correctement et le signal se transforme progressivement en une sinusoïde. Normal.
-mais, SURTOUT, c'est que l'ensemble du dispositif de mesure/visualisation comporte ce que Kamill appelle un "undershoot" et aussi un "overshoot" qui sont plutôt à  interpréter comme la transmission incorrecte des composantes à  fréquence élevée qui sont modifiées (amplitudes atténuées et décalées par le dispositif de mesure et tout particulièrement la charge non adaptée présentée par le Té BNC + l'entrée 1 Mohm//16pF du scope.
Un scope à  bande passante très large (ex. > 30x la fréquence du signal carré) avec une véritable entrée 50 ohms est alors nécessaire pour réaliser correctement cette mesure.
Une première amélioration consisterait à  réaliser un connecteur AXIAL avec une charge résistive de 50 ohms respectant la symétrie circulaire du coaxial (par exemple 4 résistances SMD de 200 ohms disposées en étoile autour de l'âme du coaxial) pour remplacer le Té BNC.
Pour les besoins de Kamill, il faut qu'il réalise sa connexion d'entrée sur FPGA le plus proprement possible, sinon les niveaux "parasites" risquent de générer un basculement intempestif du signal d'horloge. Bertrand a du le faire lorsqu'il a testé son Fréquencemètre FPGA avec sa Référence d'horloge bien que je ne sois pas très confiant en ce qui concerne les liaisons sur la carte FPGA elle-même, d'où l'utilisation recommandée des entrées LVDS du FPGA...

La leçon à  retenir de ce test est évidente: Pour obtenir un signal propre en sortie d'une ligne de transmission, il faut la terminer par l'impédance caractéristique.

Cordialement
Yffig

[Yffig]

Et la 5ème capture d'écran

[kamill]

Hello Yffig

J'ai essayé avec un cable coaxial et un terminateur de 50 Ω, mais ce n'est vraiment pas pratique pour se connecter sur les pins de la carte fpga, j'ai abandonné.
Finalement, après plusieurs essais je suis revenu à  mes petits fils de connexion et j'ai mis une résistance terminateur de 120 Ω, ça fonctionne correctement.
J'ai approvisionné des LTC1485 pour essayer, mais je n'ai pas encore eu le temps de tester.

Le GPS-DO que tu as acquis semble très intéressant.
Je vais suivre avec beaucoup d'intérêt la réalisation de Bertrand.

[Yffig]

Bonsoir Kamill,
Heureux d'avoir de tes nouvelles et de savoir que tu avances.
J'aurais plutôt pris le couple de SN65LVDS de Texas qui s'alimente en 3.3V ce qui était dans ton cahier des charges versus le LTC1485 qui est en 5V only.
En ce qui concerne la paire différentielle de liaison entre driver et receiver, j'imagine que tu vas prendre autre chose que de simples fils volants, non ? L'idéal serait un bout de câble de réseau local "Ethernet" CAT5 qui possède 4 paires torsadées faites pour 10/100 Mb/s en utilisant 1 seule paire. Les 3 autres paires ne doivent alors pas être laissées en l'air afin qu'elles ne captent pas de parasites qui seraient alors induits dans ton signal différentiel par couplage capacitif: tu peux essayer par ex. de les relier au 0v d'un seul côté pour réaliser un blindage approximatif. Les parasites auxquels je fais référence sont les cochonneries des alim à  découpage et aussi les signaux AM de la gamme des petites ondes en particulier, de la bande FM et même la bande Aviation en VHF ! (De ma propre expérience, on n'imagine pas le bain de rayonnement électromagnétique dans lequel on baigne... il m'est arrivé d'allumer une LED SMD rouge en la connectant entre le blindage d'un coax vertical et la masse...il est vrai que le coax faisait 10mètres en vertical...
Si tu extrais une paire de ce câble, fais attention à  conserver le pas de torsade: il joue sur l'impédance caractéristique et sur l'immunité au bruit.
Si tu n'as pas de câble réseau local sous la main, tu peux, en attendant, utiliser la paire d'un simple fil "scindex". Compte tenu de la géométrie de ce type de câble (non torsadé mais régulier de bout en bout), l'impédance caractéristique de ces câble souples "secteur" est voisine des 100/120 ohms nécessaires.

Le GPSDO que j'ai acquis ne dispose pas de sortie 1pps, ni de port série pour les données reçues contrairement au tien mais avec ce que Bertrand nous prépare (je viens de regarder sa toute dernière production) tu pourras générer ce que tu veux avec la précision type 10^-9. Chouette !

Sinon, je vais continuer à  alimenter ce fil:
Je pense avoir trouvé un moyen de vérifier la "qualité" du signal carré en sortie des 74HC14 quand ils sont chargés par un câble coax terminé une 50 ohms avec mon Analyseur de Spectre. L'intérêt de publier les résultats obtenus est de fournir au bidouilleur qui n'a pas la chance d'être équipé de savoir qu'il peut réaliser en confiance ce type de montage avec des composants faciles à  trouver s'il ne les a pas déjà  dans ses tiroirs à  condition de faire ce montage proprement.
A suivre donc,

Cordialement
Yffig

[loulou31]

Bonjour,
Un analyseur de spectre ne permet pas de retrouver la forme et la qualité d'un signal du point de vue temporel (tel que vu avec un oscilloscope); il permet de donner une idéee de la bande passante du systéme (niveau des harmoniques), par contre ne juge pas des distorsions sur le signal. En effet un analyseur de spectre ne mesure que l'amplitude du fundamental et des harmoniques et il manque l'information de phase pour pouvoir reconstituer le signal dans le domaine temporel. Pour un meme niveau d'harmoniques ( par exemple celui d'un signal carré) la phase relative des différentes composantes peut faire changer de manièrere importante la representation temporelle du signal en sortie.

Jean-Louis

[Yffig]

Bonjour Loulou31,
Ta remarque est parfaitement juste mais, dans mon cas, je n'ai besoin que de mesurer l'amplitude de chaque harmonique.
Je vais expliquer pourquoi dans ce post qui détaille comment je procède: je cherche à  qualifier la qualité d'un signal théoriquement carré de 10MHz en étudiant l'amplitude seulement de chaque harmonique jusqu'à  la 25ième (soit 510MHz...).

Mon analyseur de spectre Signal Hound SA-44 monte à  4.4GHz. Effectivement il ne mesure que l'amplitude (en fait la puissance) de chaque harmonique. Mon hypothèse est que dans la série de Fourier, je n'ai pas besoin de connaître la phase de chaque harmonique dans la mesure où mon dispositif de mesure est constitué d'une ligne de transmission de qualité terminée par l'impédance de cette ligne (l'entrée du SA-44): chaque composante de la série de Fourier sera affectée du même retard (je fais donc l'hypothèse que la vitesse de propagation sur ce câble est indépendante de la fréquence) et les composantes seront alors ajoutées en PHASE sur la terminaison 50 ohms.

Pour être plus précis dans le dispositif de mesure; il est constitué de:
-un câble SMA (fiches mâles) de 60cm de longueur, référence CE Precision Assy Inc 67810 P/N 2002161-003 dont je n'ai pas les caractéristiques détaillées (insertion losses en particulier) mais c'est pas de la daube SMA de chez BangGood...
Il se connecte sur la sortie du GPSDO et sur:
-un DC Block MiniCircuits  BLK-89+, 0.1MHz-8GHZ, IL=0.03 dB à  100MHz, 0.41 dB à  500 MHz
-suivi d'un atténuateur 20 db MiniCircuits VAT-20+, DC-6GHz, de DC à  3GHZ il est spécifié à  20 db +/- 0.3 dB,
- un connecteur SMA femelle-mâle est placé à  demeure sur l'entrée SMA de l'analyseur afin de ne pas détériorer l'embase femelle SMA de l'Analyseur.
L'ensemble de la chaîne de raccordement doit présenter une IL que j'estime < à  1 dB.

Pour la mesure elle même, je pars de l'hypothèse que le signal est CARRE de rapport cyclique 50% (c'est évidemment pas totalement vrai et c'est sans doute le point le plus critique).
Alors chaque harmonique de rang k a une amplitude (en tension) relative (par rapport à  la fondamentale 10MHz) de 1/(2k+1) ce qui se convertit aisément en dBm, ainsi:
L'harmonique de rang 1 (30 MHz) aura un niveau de -9.54 dB sous la Fondamentale
H2 (50 MHz)...-14.0 dB, H3 (70 MHz)...-16.9 dB, etc
H5 (110 MHz)....-20.8 dB ici on atteint une amplitude de ~10% soit 1% en puissance
Je continue la série par échantillons espacés: H10 (210 MHz)...-26.5 dB, H15 (310 MHz) ...-29.8 dB  donc une amplitude de ~3% soit 0.1% en puissance, ....H20 (410 MHz) -32.3 dB, et je m'arrête à  H25 (510 MHz) -34.2 dB soit ~2 % et 0.04% en puissance (ça devrait me suffire pour conclure).

L'analyseur de spectre me délivre alors les mesures suivantes:
La fondamentale mesurée est à  - 8 dBm (et compte tenu de l'atténuateur 20 dB à  un niveau réel de +12 dBm). H1 est mesuré à  -18 dBm soit -10 dB sous la fondamentale pour une valeur théorique de -9.54, la différence de 0.46 dB est tout à  fait dans les pertes d''insertion attendues du dispositif.
Je passe sur les différentes raies dont j'ai vérifié les niveaux relatifs et je m'arrête à  510 MHz où je lis -44.8 dBm auxquels j'ajoute les 8 dB de la porteuse ce qui me donne une H25 à  -36.8 dB sous la fondamentale versus 34.2 dB théoriques. Si je prends en compte une IL de 1dB je suis à  ~1.6 dB d'erreur sur un niveau qui ne représente que 0.04% de la puissance totale de ma fondamentale.
=>
Je conclus donc que le signal de sortie du GPSDO est un signal "suffisamment carré" à  10 MHz, et ceci bien que cette sortie soit asymétrique et pas bufferisée en sortie de la PLL Si5328.
Par contre le niveau de bruit est assez important autour de la fondamentale: -60dBm +20 dB d'atténuateur soit -40 dBm puis -50 dBm au dessus. Je crois que la PLL Si5328 a été retenue par le constructeur pour ses bonnes caractéristiques de jitter ce qui me paraît effectivement essentiel pour une horloge de référence.

Si tu penses que ma méthodologie comporte une erreur (grossière), je reste à  l'écoute de tes remarques.

Cordialement

Yffig

[Yffig]

Bonsoir,
Avant de passer à  la présentation et aux mesures de ma réalisation d'un "Hub de Distribution d'une Horloge de Référence", je pense utile de faire un point d'étape:

1- Kamill ouvre ce fil en exposant sa réalisation et ses craintes concernant le signal 10 MHz fourni à  l'entrée du FPGA .
Partant d'un boîtier GPSDO très courant sur eBay et AliExpress, il constate que le signal de sortie du boîtier s'écroule si utilisé directement, il réalise alors d'abord un étage à  1 transistor comme Bertrand, puis une interface très classique avec une porte Trigger de Schmitt 74HC14 de bufferisation / mise en forme qu'il pense connecter directement sur le pinheader de sa carte Cyclone IV.

Avant de ce faire, il sonde la sortie du 74HC14 et se demande s'il peut effectivement connecter le signal qu'il observe sur son scope sur sa carte. PapyBlue, Bertrand et moi-même le mettons en garde sur la connexion de son point de mesure sur son scope et sur la carte FPGA. De mon côté, je réalise et publie quelques tests sur breadboard en mettant en parallèle 2 et 3 portes 74HC14, sour 5v et 3.3.v avec sortie coaxiale terminée par 50 ohms. Ca devrait pouvoir le faire (en fait je sais que ça le fait, l'ayant déjà  fait et Cyrob aussi), la question étant alors que ce signal est une horloge de référence destinée au FPGA, elle doit être "parfaitement carrée" et avec les bons niveaux LV-CMOS.

2- Bertrand (dans la vidéo EB #278) nous présente différentes solutions possibles pour réaliser l'interface entre le signal d'entrée du Fréquencemètre, la référence d'horloge aux entrés LV-CMOS du FPGA: du simple BJT au JFet qui lui ont permis de tester son code Verilog jusqu'à  230 MHz ! Les signaux à  mesurer et d'horloge de référence sont fournis via coaxs sur la plaquette qu'il a réalisée localisée tout près de la carte FPGA. Il présente d'autres solutions possibles pour l'entrée de la fréquence de référence
10MHz, par ex., via des receivers RS485/RS422 mais à  fréquence limitée (LTC1485 & SN65HVD10), à  fréquence de fonctionnement élevée (SN65LVDS34) qui pourraient aussi être utilisés pour le signal à  mesurer (sensibilité élevée, grandes valeurs de  mode commun, débit binaire élevé). Malheureusement, ce ne sont pas des circuits très communs dans la toolbox du bidouilleur. L'utilisation de boîtiers 74HC14/AC14 est évoquée mais pas retenue (niveau d'entrée demandé de l'ordre du Vpp en particulier). L'existence et l'utilisation des entrées LVDS du Cyclone IV est aussi évoquée et Bertrand nous propose de l'essayer nous même.

On notera que Kamill et Bertrand n'ont besoin que de fournir l'horloge de référence 10 MHz à  un seul circuit: l'entrée du FPGA qui reçoit "Ext Ref Clock".Pour Bertrand c'est clairement une maquette de démonstration de faisabilité, pour Kamill, il se peut que ce soit une version proche de la version finale: le boîtier est déjà  percé.
Les deux autres approches suivantes, celle de CYROB et la mienne, sont différentes: elles souhaitent distribuer ce signal de référence 10 MHz sur PLUSIEURS équipements existants (ou à  venir...) dont seules les entrées Ref Ext sont disponibles. Il n'y aura pas d'installation de plaquette d'interface dans les boîtiers existants à  faire.

3- L'approche de CYROB (cf. sa vidéo "CP0090-2 Alimentation par le coax", schéma vers 9'30) est du type distribution par "daisy chain", cà d à  la "queue leu-leu" avec utilisation de nombreux 74HC14 en // et alimentations fantômes par les coaxs. Cela implique un boitier complet par équipement à  "synchroniser" mais avec un gros avantage: l'extension à  un nouvel équipement est facile, il "suffit" de faire un nouveau boitier pour cet équipement. C'est sûr que le lab de Philippe c'est comme une cabine de vaisseau spatial où pour atteindre chaque équipement, plusieurs de métres de coax peuvent être nécessaires.  ;)

4- Mon lab, bien que correctement doté, tiendrait dans une armoire de chambre à  coucher (un petit cagibi séparé reçoit les cadavres (?) d'appareils de mesure inutilisés ou en attente de diagnostic). Un simple HUB distribuant en étoile jusqu'à  6 signaux d'horloge de référence avec des niveaux différents suffit largement à  mes besoins: une entrée GPSDO, 6 sorties BNC avec coaxs de 50 cm à  1m de niveaux différents selon l'équipement: Synthé RF, Analyseur de spectre, Géné BF (25MHz), Scope 200 MHz, un futur Fréquencemètre 200 MHz basé sur le travail de Bertrand sur une carte FPGA dédiée, plus une sortie. Un récepteur SDRPlay RSP2 a besoin d'une référence 24 MHz et n'est inclus dans cette liste. Si d'aventure, j'avais besoin d'une sortie supplémentaire, je dédoublerais une sortie existante avec un nouveau boîtier...
C'est ce HUB que je me propose de décrire et de tester dans la suite (et ce sera publié d'ici quelques heures).

Yffig

[Yffig]

Re-Bonsoir,
Voici la description du HUB de distribution:
Le schéma joint (réalisé sous ExpressSCH) ne présente pas de spécificités, rien que du classique.
Le HUB devant être autonome dispose de sa propre alimentation régulée pouvant recevoir:
- soit le secondaire d'un transfo AC d'environ 10V-12V inclus dans la box
- soit une alimentation externe 9v à  15v par un jack de polarité indifférente
Deux régulations: +5v par 7805/TO220 et 3.3v par AMS117ADJ/ SOT223 alimentent 3 boitiers 74HC14 sur supports tulipes afin d'évaluer d'autres versions, par ex. AC14/ACT14 si nécessaire: 2 boîtiers en 3.3v, un boîtier en 5v.
L'entrée SMA du signal de référence est terminée par une résistance de 49.9R puis est distribuée sur 3  portes de mise en forme, chacune disposant d'un réglage de la polarisation en vue d'ajuster la symétrie du signal mis en forme (et on verra que c'est utile même si ce réglage aurait pu être plus "pointu", cà d que les résistances fixes auraient dû être plus élévées que 5K/4.7K). Puis chaque canal alimente deux groupes de portes en //: 3 portes en 3.3v CMOS, 2 portes en 3.3v CMOS et 2 portes en 5v TTL. Une sortie 5v est atténuée de 13dB (50 ohms) pour fournir des signaux à  plus faible niveau si nécessaire.

La réalisation du PCB, cf.photo jointe, est faite sur un FR4 1.6mm double face, la face recto comporte les pistes et tous les composants. Quelques remarques s'imposent cependant:
- la face cuivrée verso est le plan de masse sur TOUTE la surface du PCB, bonne pratique que je m'impose toujours en RF et même aux fréquences inférieures: "la Nature trouvera ainsi toujours le chemin d'impédance minimale entre 2 points donnés". Il n'y a donc pas de 2ème face avec des pistes, c'est beaucoup plus facile à  réaliser mais il faut "détourer" à  la main les points traversant qui ne retournent pas au plan de masse.
- Certains composants (gros traversants en particulier): connecteurs, condos chimiques traversants, etc ont alors besoin d'être soudés des deux côtés du PCB et masquent la patte qui doit être soudée: un via réalisé par un rivet en cuivre du diamètre adéquat (que déteste CYROB mais que je trouve très commodes), détouré ou non selon le cas, réalisent proprement cette traversée du PCB. J'aime beaucoup, c'est facile à  faire et très propre. C'est par exemple le cas de tous les blindages des coax de liaison qui retournent au plan de masse et ont leur âme et blindage soudés côté pistes.
- Je préfère souder des composants CMS que percer des trous... Cependant j'utilise des traversants pour deux raisons: ces traversants permettent de réaliser un retour sur le plan de masse très rapidement (pas de rivets à  installer, pas de détourage à  faire), par ex. les céramiques de découplage. De plus un traversant peut réaliser un très simple "jumper" pour passer au dessus d'une ou plusieurs piste(s), par ex. résistances qui ne sont dans un circuit signal (ex. polarisations).
- Côté pistes, certaines ont des dimensions apparemment curieuses constituées de rectangles superposés: ce sont généralement des pistes d'alimentations(s), de masse avant retour sur le plan de masse côté verso et aussi de rectangles qui ne sont connectés à  RIEN ! ??? car ces blocs de cuivre ne sont là  que pour économiser le perchlorure et réduire les vapeurs d'acide et le temps de gravure...
Dernier point, les liaisons PCB- signaux en coax sont réalisés ici avec des "pigtails" [embase SMA vissable sur panneau pour accès extérieur <--> coax dénudé de l'autre côté  (achats BangGood ou AliExpress en quantité) mais souvent je préfère utiliser une embase SMA droite ou coudée sur PCB: la liaison est plus facilement démontable, le PCB peut être testé plus proprement et, AUSSI, lors de la soudure du blindage sur le PCB, si le coax est trop contraint par un rayon de courbure faible, il a tendance à  se fondre dans le diélectrique et à  court circuiter l'âme ! >:(

Voilà  pour le hard, à  suivre donc pour les résultats et analyses en fin de soirée ... si je ne suis pas trop endormi

Yffig

[Yffig]

ReRe-Bonsoir

Passons aux premières mesures sur les deux sorties 3.3V & 3 portes en // :

Le GPSDO (configuré à  Ref =10 MHz) attaque le Hub, un PicoScope (mal) terminé par 50 ohms est branché sur une sortie, l'analyseur de spectre proprement terminé 50 ohms est branché sur la 2ème sortie du 1er boîtier 74HC14.

Comme j'ai essayé de le "démontrer" dans un précédent post, ce que le PicoScope (mal) terminé 50R va afficher n'est pas tout à  fait ce qu'une charge de 50R telle que l'analyseur de spectre va recevoir et afficher.

Commençons donc par le "juge de paix" qu'est l'analyseur de spectre: analyse de la fondamentale et des 25 premiers harmoniques...comme si un 74HC pouvait fonctionner à  plus de 50 MHz...! (hypothèse évidemment totalement erronée mais regardons quand même): cf 1ère pièce jointe.
Bin, c'est pas aussi bien (euphémisme) que le spectre du 10 MHz carré en sortie du GPSDO...
Tout d'abord, une rafale d'harmoniques pairs qui étaient quasi inexistants sur le signal "carré" 10 MHz de la sortie du GPSDO !
Le réglage de la symétrie à  l'entrée d'étage de mise en forme permet de réduire dans la zone 20MHz-90MHz les harmoniques pairs (cf l'ellipse rouge du spectre) (un scope en mode FFT permet aussi de minimiser ces harmoniques pairs) mais elles sont bien là  et pour cause... un 74HC n'est pas fait pour ces fréquences > 50MHz et il nous délivre donc une drôle de bouillie...
Est-ce donc si grave et totalement rédhibitoire, Docteur ? NON !...on peut vivre avec sans problème ! Nous verrons pourquoi demain...
Ce n'est donc pas la peine d'analyser les niveaux des harmoniques impairs par rapport à  la fondamentale comme je l'ai fait pour la sortie "carrée" du GPSDO qui est en CMOS lui aussi mais est capable de fournir du 810 MHz (sans doute pas très carré...1er harmonique à  2.4 GHz...faudra que je regarde).
Passons donc à  l'analyse temporelle malgré sa mauvaise terminaison 50R: 2ème pièce jointe.
Même si on sait déjà  que ce que le scope affiche n'est pas la forme réelle du signal, on est un peu plus rassuré:
Ca ressemble à  un carré, les fins de montée et de descente du signal sont "laborieuses" mais:
- le signal finit par se stabiliser, à  des niveaux CMOS Haut et Bas corrects,
- la descente "rebondit" mais reste inférieure à  ce qu'il faudrait pour être dans la zone d'incertitude.
Ca pourrait donc "marcher", non ?
Et pour finir, un clin d'oeil à  Kamill....je vais retirer la terminaison 50R sur le Té BNC à  l'entrée du Scope... cf 3ème pièce jointe
Ca ressemble à  quelque chose qui tu as publié, non ?

Voilà  les premiers résultats, un peu décevants dans la mesure où j'espérais des résultats à  priori meilleurs que sur une breadboard et que j'avais publié au début du fil et ils ne le sont pas ! J'explique cela par:
- mes liaisons PCB et coax sont relativement plus longues que sur breadboard
- mais surtout j'ai 6 entrées CMOS en // sur la sortie du 1er conformateur. Les CMOS n'aiment pas les charges capacitives or une entrée de MOS est capacitive...

Bon, je garde le meilleur  8) pour demain. Est ce que, finalement, ça marche en pratique ?
La réponse est OUI !

Bonne nuit à  tous et à  toutes, demain c'est férié !

Yffig

[Yffig]

Bonjour,
Voici les résultats de la mise en oeuvre réussie de la synchronisation entre un Synthétiseur RF (Marconi 2022) et un Analyseur de Spectre SA-44 de Signal Hound.
Le Synthétiseur RF dispose d'une entrée BNC  STD FREQ IN (=EXT REF 10 MHz) avec un niveau min de 1Vrms soit +13dBm. Une des 2 sorties LV CMOS à  3 portes en // délivre une fondamentale mesurée à  +14.7 dBm.
L''Analyseur SA-44 dispose d'une entrée BNC EXT REF IN (10 MHz) acceptant un niveau min de 0 dBm , MAX de +13 dBm. Une des 2 sorties LV CMOS à  2 portes en // délivre une fondamentale mesurée à  +13.7 dBm.
Les deux appareils de mesure sont  positionnés en mode REF EXT. Ils reçoivent et utilisent donc la même Base de Temps 10 MHz issue du GPSDO, l'un pour synthétiser ses porteuses, l'autre pour définir ses balayages en fréquence et positionner ses marqueurs.
1- Porteuse Synthé mise à  100.000 0 MHz, niveau 0 dBm => SA voit la raie à  ~- 20dBm (att d'entrée de 20 dB) et la mesure à  100.000 000 MHz = OK  (cf pièce jointe 1)
2- Porteuse Synthé mise à  999.000 0 MHz, niveau 0 dBm => SA voit la raie à  ~- 21dBm (att d'entrée de 20 dB) et la mesure à  999.000 000 MHz = OK  (cf pièce jointe 2)
3- Le Synthé est mis sur REF INT et 999.000 0 MHz, le SA reste en REF EXT, le SA affiche la fréquence mesurée à  998.999911 MHz soit une erreur d'un peu plus de 1MHz (environ 0.1%...)(cf pièce jointe 3).
Le synthétiseur Marconi est vintage (1987), acheté d'occase sur eBay il y a 7 ans et provient d'un site TDF lors du passage au numérique. Clairement le XCO interne est fatigué... La REF EXT lui donne pour pas trop cher une sacrée cure de jouvence sans mettre les mains dans le boîtier !
4- Je réalise l'opération inverse de (3-): le synthé est mis en REF EXT~10 MHz, et le SA sur sa REF INT: la raie est mesurée à  999.000 593 MHz, soit une erreur d'environ 600Hz/1Ghz ~0.6 ppm. Normal, le SA a été acheté il y a 3 ans et est spécifié à  +- 1 ppm. (cf pièce jointe 4)

=> Me voilà  donc particulièrement satisfait de ma réalisation. Je vais voir avec le constructeur du GPSDO quelle confiance je peux avoir en la référence 10 MHz (le bargraph du Configurateur me donnant trop souvent des barres rouges plutôt que vertes...)

Sauf questions de la part d'autres bidouilleurs, j'arrête à  cet instant l'alimentation de ce fil et j'espère avoir été utile à  la communauté. La mise en boîtier et les tests des autres équipements, sauf découverte inattendue, n'apporteront rien de plus.

Très bonne journée à  toutes et à  tous.

Yffig

[loulou31]

Bonjour,

Bravo pour tes mesures de caractérisation.

Il faut noter que les équipements de tests (analyseur de spectre ou synthé)  ne necessitent pas un signal carré de reference externe. Dans certains cas meme il doit être sinusoidal avec un niveau maximal d'harmoniques. Ce qui est le plus important c'est le bruit de phase près de la porteuse et non l'amplitude des harmoniques.

Dans la configuration 3 l'erreur n'est pas d'un MHz mais de seulement 89Hz et l'oscillateur du synthé malgré son age est bien meilleur que celui du SA (690Hz).
A noter que la référence externe sur l'analyseur de spectre remonte le bruit de phase qui est plus faible en #4 ( ref interne sur SA) qu'en #2 ou # 3.

En ce qui concerne les GPSDO il est important d'avoir une bonne reception satellite et donc d'avoir une antenne avec une bonne visibilité.

Jean-Louis

[Yffig]

Bonjour Jean Louis, aka Loulou31 (de la terre de Nougaro ?)

BRAVO pour le delta de seulement 89 Hz sur le Synthé RF Marconi, (j'avoue avoir foiré dans la soustraction faite par calcul mental , pensant 1 GHz sans doute un biais cognitif dû à  l'âge des équipements...).
Tes commentaires sont tout à  fait pertinents: les specs des entrées EXT Ref sont données pour le Synthé et l'Analyseur en dBm , ce qui implique explicitement (désolé pour le pléonasme) un signal sinusoïdal. Pour le Synthé, j'ai le Service Manual : l'entrée STD FREQ IN attaque un Trigger de Schmitt (LS132) de mise en forme mais pour le SA44, comme ça se pratique malheureusement aujourd'hui ...pas de doc technique. :(

Si j'ai autant insisté sur la forme "carrée" du signal (en fait un rectangle suffirait), c'est parce que  Kamill a besoin d'attaquer le FPGA avec un signal de type Horloge et je ne sais pas si une simple SINE de 10 MHz suffirait en entrée LV-CMOS du FPGA.

Concernant le GPSDO, j'attends des infos du fabricant qui vend aussi une antenne extérieure plus sophistiquée (descente coax de 10m) à  50 £... son BarGraph indique le S/N ratio sur 32 points (je ne sais pas à  quoi correspondent ces 32 points en abscisse...) mais tout à  fait d'accord avec toi  "Tant vaut l'antenne, tant vaut le récepteur" (citation d'E. Aisberg en préface de "Pratique des Antennes" Ch. Guilbert publié initialement dans les années 60 !).

A bientôt pour de nouveaux challenges ;)

Yffig