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[Cécile]

Bonjour,
Ayant besoin d'une alimentation de laboratoire, j'ai donc décidé de construire la mienne, en partant du design de la µSupply d'EEvblog, mais avec une plage de tension et de courant courant plus élevée.
Avant toute chose je tiens à  signaler que je suis débutante en électronique, et que ce projet est en cours, et non fini. Je publierais mon avancée sur ce topic, jusqu'à  l'achèvement de ce projet.
Si vous avez des remarques à  faire, mettre en avant des défauts, des améliorations possibles, n'hésitez surtout pas!

Cette alimentation doit répondre à  ces critères principaux:
- CV et CC
- Tension ajustable à  0.10V près, et ce jusqu'a 30V
- Courant ajustable à  0.010A près, et ce jusqu'à  3A
- Utilisation d'encodeurs logiques (alimentation numérique)
- ondulation (sortie) max 0.01% à  30V

Fonctionnent global de l'alimentation :

Feuille 1:

On commence par redresser puis filtrer la tension du transformateur ( passage de 24Vac à  appor. 34Vdc).

Ensuite, nous avons un montage darlington avec deux transistors ballasts mis en parallèle (Q1 et Q3), commandés par les parties "Controlled Voltage" et "Controlled Current". Les transistors Q2 et Q4 servent à  limiter le courant passant au travers des transistors ballast, à  6A. Ils servent à  protéger les transistors ballast, sans plus.

 La partie de régulation de tension est simple: il s'agit d'un amplificateur rail-to-rail  (U1) en montage non inverseur: on lui donne une tension de consigne sur sa broche + de 0 à  3V (DAC V) et il fournit une tension en sortie allant de 0 à  33V, qui commande l'étage de puissance. C'est aussi ici que la tension de sortie est mesurée (V measurement).

 La partie de régulation du courant commence par la mesure du courant, à  l'aide d'une résistance de shunt (R4) et de U3, un amplificateur dédié à  la mesure du courant (gain de 50). La tension en sortie de U3 (image du courant)  est de 0.5 V/A. Cette tension est ajustée par U2A, de 0.5 V/A à  1 V/A (gain ajustable). Cette partie permet aussi d'éliminer la tension d'offset de U3. La tension ainsi obtenue est comparée par U2B à  la tension "DAC A", tension de consigne pour le courant. Si la tension sur la broche + de l'aop devient plus élevée que celle de la broche -, Q6 devient passant, baissant ainsi la tension contrôlant l'étage de puissance, régulant ainsi le courant. Q11 permet de prévenir le µC du passage en courant constant.

Feuille 2:

Afin d'alimenter le µC et quelques autres composants, on commence par utiliser un autre transformateur, pour obtenir 2 tensions: 3.3 et 5V. (en bas à  gauche du schéma)

Une référence de tension de 3.3V faible bruit est là  pour donner une référence au µC pour ses ADC.

Le µC est un STM32F103, le même que sur un sTM32 mini. Ce dernier s'occupe de l'interface utilisateur (encodeurs logiques, écran, ect).

Au milieu à  gauche, nous avons deux séries de 3 filtres (Fc=160hz) du premier ordre: il permettent de passer d'un signal PWM (venant du µC, à  10kHz) à  une tension continue, qui sera la tension de consigne pour la tension et le courant de l'alimentation.

Juste au dessus, nous avons un buzzer. Il permet juste de prévenir l'utilisateur en cas de soucis.

A droite du buzzer, nous avons la protection thermique: il s'agit de deux comparateurs montés en trigger de schmitt inversant, qui permettent d'allumer un ventilateur si besoin s'en faut, voire d'éteindre l'alimentation. le capteur est un classique LM35, mais dans un boitier TO220 (LM35DT).

En haut à  droite, nous retrouvons tout les connecteurs liés au µC: les encodeurs logiques, le bus SPI pour l'écran (encore en TEST), les deux broches BOOT1 et BOOT0, un interrupteur reset, deux interrupteur pour le débogage (ou autre à  voir plus tard), l'oscillateur 8MHz, et le bouton STOP, qui permettras de couper l'alimentation si besoin il y a, que se soit pour des raisons de sécurité, ou le temps de modifier les valeurs (nous avons une tension de 5V, on bloque, on change la consigne à  12V, on remet en marche). Une sorte de ON/OFF rapide.

Voilà , si cette explication est trop sommaire, et que vous désirer en savoir plus, faites-m'en part.
Un routage est à  venir.
Merci à  Yffig pour son aide.

Merci!

Cécile

[papyblue]

Bonjour Cécile,
Bravo pour ce travail et merci pour ce retour détaillé.
Juste deux questions :
- Quel objectif d'ondulation résiduelle vous êtes vous fixé ?
- Quelle fréquence de PWM avez-vous choisie ?

[Cécile]

Bonjour, tout d'abord merci ! 

La fréquence du PWM sera de 10kHz. La fréquence de coupure des filtres de 160hz.

Mon objectif d'ondulation résiduelle, à  vrai dire je n'en ai pas fixée... je dirais 0.01%, soit 0.03V à  30V. Cela me semble largement atteignable.

[Yffig]

Bonsoir Cécile,

Bonne idée que de soumettre à  la communauté l'avancement de ton design.

Je veux juste rapidement faire une toute première remarque qui me semble ESSENTIELLE:
Tu fais l'économie de 2 DAC pour la consigne de tension et de courant, soit... mais as tu simulé avec LT Spice et des composants standards (l'ampli op peut être générique et donc parfait) quelle serait la" tête" de ta tension de sortie régulée ?
Je crains (et je peux me tromper car je ne connais pas ce µC et quelle forme de signal il "sort en PWM") que ce soit pas très joli-joli...et surtout inexploitable (= bien pire qu'une alim à  découpage alors que tu veux faire une linéaire !).
Ton PMW 10KHz, si il sort entre 0v et Vref avec un rapport cyclique variable, et un filtre passe bas aussi rudimentaire * gain 10 environ = quelle résiduelle de PWM en sortie ?

Je te laisse simuler cela avec LT Spice, c'est du basique de chez basique.
En plus cela te montrera que ta fréquence de coupure à  -3 dB n'est pas simplement 1/(2*pi*RC ) commun à  tes 3 cellules de filtrage et tu peux aussi inclure facilement la fonction de transfert autour de U1A dans un second temps.

Bonne soirée

Yffig

[Yffig]

Re Bonsoir
Erratum: J'ai dégainé un peu vite: mon interrogation concerne non pas l'ondulation résiduelle mais le temps de réponse à  une demande de changement de consigne.

[Cécile]

Bonjour,
J'ai donc simulé le filtre du troisième ordre, avec une tension en entrée carrée, de 10kHz, avec un rapport cyclique de 50%. L'ondulation de sortie est de l'ordre de 15µVpp. A la sortie de l'aop, l'amplitude est multipliée par 11; Et en effet, j'observe (approximativement) 160µVpp. En tout cas merci, je ne pensais pas LTspice si simple d'utilisation!   Je pense que cette ondulation est négligeable (surtout au vu des 0.01% fixés).

Quand au temps de réponse, il est d'approximativement 40ms, reste à  savoir si cela est trop important ou pas:  pour que ce soit gênant, il faudrait que le nb de changement de consigne dépasse 25 par seconde (1/0.04=25). Soit 1tr/s avec un encodeur logique...

Par contre un problème est apparu:  à  la sortie du filtre, avec un signal carré d'amplitude 3V et rapport cyclique de 50%, je n'ai pas les 1.5V prévus, mais 1.82V... Et j'ignore totalement d'ou viennent les 0.32V en trop. A essayer dans la réalité, donc (breadboard).

Merci pour votre aide, et bonne soirée.

[Yffig]

Excellent , Cécile !
LT-Spice est un outil génial, gratuit, simple (si, si.. quand on sait s'en servir) et non destructif .
Continue à  t'en servir, avance progressivement dans sa maîtrise (tu pourras intégrer des modèles de composants actifs: diodes, BJT divers et variés, des JFet, des sub-circuits de puces (pas de µC cependant), des MOSFETs divers et variés (en mode sub-circuits cependant), et beaucoup beaucoup plus.. Si tu veux, je te communiquerai un tuto en anglais avec des exemples absolument bluffants 

Dans ta simulation tu as "oublié" de mettre toute la circuiterie qui tourne de U1A (j'ai fait exprès de ne pas te le dire afin que ta simulation soit vraiment basique (tu peux et dois aussi réduire les temps de montée/ descente de ton signal PULSE)

Tu aurais pu faire aussi sur la même simulation (.asc) une simulation "AC Analysis" en prenant soin de mettre mieux paramétrer V1 (Click droit sur V1 --> Advanced, Small signal (AC) Analysis, tu mets 1 dans AC Amplitude et tu laisses Phase à  vide). Tu obtiendras instantanément la réponse en fréquence de ton circuit dans le range que tu auras défini.. c'est-y pas beau ? 

Un point à  prendre en compte, et tu l'as fait pour la sortie que tu as visualisée,: Mettre des Labels dès la création du circuit, par exemple sur V1 mettre un label PMW car dès que tu vas modifier ton circuit, il va changer les références des noeuds  dans la "netlist" et les points de mesure du graphique ("plot") vont être complètement déplacés.

Concernant ma réaction épidermique à  la vue d'un PWM utilisé en mode "linéaire", je veux encore une fois m'excuser d'avoir réagi si rapidement et m'être trompé de diagnostic (résiduelle de PWM au lieu de temps de réponse). C'est une réaction reptilienne liée à  mon expérience calamiteuse des petites PLL CMOS 4046/HC46 quand on utilise le OU Exclusif en comparateur de phase (c'est du PWM...). En effet, la modélisation théorique de l'asservissement de phase ne tient pas vraiment compte du fait que le comparateur de phase XOR délivre un signal PWM qui ne peut être stabilisé en valeur moyenne constante qu'après un certain temps comme tu l'as constaté toi même. En utilisant un DAC, tu auras aussi un retard à  la commande, en particulier lié à  la transmission série de la consigne vers le DAC. SPi peut être meilleur qu'I²C de ce point de vue. Il y a clairement un compromis à  trouver entre niveau de résiduelle et temps de réponse quand on utilise PWM en régime "linéaire"...

Le pb de tension moyenne différente de Vref/2 que tu décris n'apparaît pas chez moi (je simule uniquement les 3 cellules RC en cascade, ie sans l'ampli op).  Je vais regarder de mon côté avec un Amp Op ce soir et te répondre.

Sinon, j'ai des remarques importantes qui concernent la partie Darlington et je les ferai ce soir.

  Bon réveil à  l'autre côté de l'Atlantique 

Yffig

[Yffig]

Bonsoir (de mon côté de l'Atlantique) et Bonjour (de ton côté),

Concernant la valeur moyenne en sortie de filtre qui n'est pas Von/2 (Von est celle définie par ton signal PULSE).... je te laisse y réfléchir toute seule (indice: je t'ai donné sans le savoir la raison au 2° paragraphe de ma précédente réponse).. Si tu calcules à  la main la valeur moyenne de ton signal PWM, tu verras que ce n'est pas Von/2 ! Pas besoin de calcul d'intégrale très compliqué pour la déterminer...
SPICE ne ment jamais... Il fait les calculs que tu lui demandes et les fait avec extrême précision si tu définis correctement le contexte de simulation.

N'oublie pas d'ajouter autour de l'OpAmp tous les condos que tu as mis sur ton schéma (et avec un opAmp réel tel que le LT1057 et de simuler en AC Analysis aussi)

Ensuite, qq points de détail: tu as gardé le produit RC constant mais avec des R*10 et des C/10 par rapport à  ton schéma..., reste cohérente (et utilise plutôt le symbole European Resistor qui est dans le répertoire Misc plutôt que le symbole US de la barre du menu qui est esthétiquement très laid, mais c'est une question de goût). Apparemment tu as essayé plusieurs OpAmp sur le même schéma ( ton OpAmp est numéroté U3... il devrait s'appeler U1...) et tu as donc pris en dernier l'Universal OpAmp2 qui est le bon (perso j'utiliserai ensuite un OpAmp plus réaliste, . le LT1057 par ex qui est un TL082 amélioré).
Dans la définition de ton PULSE, tu as mis Ncycles=0..., tu as de la chance que Spice l'interprète comme un "While True" et arrête la simulation à  la valeur donnée dans TRAN (0.06s dans ton cas). Mets Ncycles à  une valeur cohérente avec la durée de simulation que tu attends, ça te sera utile pour réaliser des simulations un peu plus sophistiquées avec des sources qui se déclenchent à  des instants différents.

Pour ce qui concerne ton darlington ballast, il y a un "TRES GROS LOUP":
-R1 et R5 de 0.1R servent à  équilibrer les courants des 2 ballast TIP41C. Pour 3 A max en sortie, chaque transistor aura donc un courant d'émetteur d'environ 1.5A.
Les tensions sur ces résistances seront alors de ~150mV, ce qui va plutôt bien équilibrer les courants des 2 TIP41C MAIS NE VONT JAMAIS déclencher la protection par les 2N3904 Q2 et Q4 auxquels il faut un Vbe de 600mV pour limiter le courant de sortie à  la valeur LIMITE que tu souhaites, avec 0.1R il ne seront déclenchés que pour ~ 6A par transistor soit 12A !!!!!!=> Tu dois mettre une résistance supplémentaire derrière le point de jonction de R1 et R5 qui sera en // avec la jonction BE d'un 2N3904, je te laisse calculer la valeur de cette résistance et sa dissipation. Sa valeur sera proche de 0.6V/1.8A par ex soit 0.33R mais c'est très dépendant des caractéristiques Ic(Vbe) du 2N3904 que tu utiliseras.. Spice peut te fournir cette courbe à  partir du modèle 2N3904 standard qu'il utilise mais le mieux c'est de la mesurer sur tes 2N3904 à  VCE ~ 1.3v.
- R3 et R7 sont surdimensionnées en valeur et en puissance. Calcule le courant de base des TIP41C à  I out max= 1.5A et ajuste tes valeurs R et W.
- Il manque une résistance "de fuite" entre l'émetteur du driver 2SD882 et le point de jonction R1- R5.
- RAS pour R8
Tu peux facilement simuler cette partie avec Spice: prend comme ballast des 2N3055, en driver un 2N2219A, et un 2N3904 en protection dans la bibliothèque standard, des sources de tension et une résistance de charge. tu auras tout loisir de regarder comment ça "roule": courants, tensions, puissances dissipées, réponses transitoire et en fréquence, etc.

Yffig

[Yffig]

J'ai oublié de préciser que Spice ne connaît pas la notion de potentiomètre... Pour le simuler il faut passer par une directive STEP.

[loulou31]

Bonjour,

Bon courage pour cette initiative de circuit.

Pour l'alimentation auxiliaire de 5 et 3.3V, moi je partirai du 34V avec deux régulateurs série, au lieu de mettre un autre transfo + pont diode + filtrage. Comme le courant va être d'une dizaine de mA dans ces circuits la dissipation dans les régulateurs série sera faible, au pire on peut mettre une résitance en série en amont.

Pour la reference de 3.3v faible bruit je pense que ce n'est pas indispensable dans la mesure où le reference va sortir d'un PWM va avoir un certain bruit résiduel, même après filtrage. A ce propos une constant de temps de 40ms est à  mon avis un peu  élevée, car c'est 40mS à  67% et qu'on arrivera à  la consigne finale qu'après une seconde environ.

Je ne comprends pas pourquoi il y a deux circuits un de regulation de courant et un autre de protection de courant, ces deux fonctions pouvant être réalisées dans le meme circuit . Concernant le circuit de regulation de courant j'ai vu des constantes (R*C) de temps importantes dans la mesure du courant qui font que la regulation va être lente ( c'est peut être pour cela qu'il y a un circuit séparé pour la protection CC).

Attention à  la dissipation dans les ballasts, tu vas avoir plus de 50W en CC dans chaque transitor. Donc prévoir refoidissement suffisant.

Pour la tension à  vide en sortie du transfo tu vas avoir plus de 34V car le transfo est spécifié pour 24V efficace au courant nominal de 3A ce qui veut dire que tu auras à  vide 26 à  28V efficaces soit pas loin de 40V à  vide redressé ce qui peut poser probleme avec les Opamp utilisés.

Pour la mise au point je mettrai un seul ballast et limiterai le courant de  CC  à  quelques centaines de mA avec une valeur de R1 / R5 de quelques ohms  ....on sait jamais.  a noter qu'il faut une résistance de quelques W et non une simple 1/4 W.

Jean-Louis

[Cécile]

Bonjour,
Yffig:

Je comprend pourquoi je n'obtiens pas Von/2: il y a des temps de montée et descente... Qui sont rognés sur la partie "Toff". Ainsi, si on fait un petit calcul, on retrouve Vout=vin*0.6... Donc Vout =1.8V. 
Sinon, quand je dis Spice lies, ce n'est pas pour dire que spice est mauvais: c'est pour dire qu'il y a toujours une différence entre simulation et réalité. Loin de moi l'idée de dire qu'il est mauvais, surtout vu mon niveau!

pour les valeurs R*10 et c/10, c'était un test afin de vérifier qu'il n'y avais aucune différence entre les deux (j'explore un peu), et j'ai oublié de remettre les valeurs de base avant de partager le schéma... Pour U3, j'ai effectivement essayé plusieurs aop. Pour Ncycles, je savais qu'il fallait mettre 0 car Dave Jones avait fait une simulation similaire, et avais mis Ncycles=0


Pour les résistance R1 et R5: Si j'ai en sortie du transformateur 24*sqrt(2)=34V, avec une chute de tension (transistors, résistance ect) de 0.6*2+0.3+0.12=1.92V... mettre des résistances plus corsées pour rendre les 2N3904 passants pour 1.5A, cela donnerais : 0.6*1.5=0.9Ohm. Mais nous aurions une chute de tension de 0.6*2+2(0.9*1.5)+0.12=4.02V... Sinon, comme dit dans le premier post, cette protection est juste là  pour protéger les BJT, qui peuvent supporter 6A continu et 10A en pic. Je ne sais pas comment faire mieux, là  :/
Et en effet, d'après mon testeur de composant (LCR-T4), mes 2N3904 on une tension Vbe de 0.685V, et non pas 0.6V. Pour une mesure plus fiable, je dois attendre mon nouveau multimètre (ut61e).

"Tu dois mettre une résistance supplémentaire derrière le point de jonction de R1 et R5 qui sera en // avec la jonction BE d'un 2N3904" Je suis désolée, mais je ne comprends pas...

Pour R3 et R7, j'obtiens R=U/I=33/0.1=330Ohm , avec 33V tension maximale,  et I=1.5/15=0.1A (15 est le gain min d'un TIP41C)
Et P=R*I²=330*0.1²=3.3W.

Une résistance "de fuite" a effectivement été oubliée, j'en met une de 1kOhm, à  tester (c'est la valeur sur le kit chinois).

Pour les simulations, j'y travaille.

Jean louis:

Bonjour,
le courant ne seras pas de quelques mA... 50mA (ventilateur), plus l'écran (tft 3.2 pouces), mettons 100mA (je ne l'ai pas encore, je ne peux mesurer), plus la petite bidouille, on arrive à  au moins 200mA. Ce qui nous donne (si on admet que les 0.2A seront sous 5V) 5.8W à  dissiper... ce n'est pas énorme, en effet, mais comme j'ai déjà  de quoi redresser/filtrer ect, je préfère le faire.

La référence de tension sert aussi pour les ADC, donc je préfère en mettre une. Toutefois, je ne sais effectivement pas si il est vraiment important de mettre du 3.3V faible bruit (utile serait un mot plus juste). Sinon, je compte passer à  des DAC à  la place du PWM, des MCP4725.

Pour les deux limites de courant, vous voulez parler de Q2 et Q4, ainsi que le bloc "Controled current & Current measurement"? Q2 et Q4 servent juste à  protéger les BJTs, au cas ou il y aurais une faible impédance en sortie, le bloc "Controled current & Current measurement" agit comme une limitation de courant normale. Et en effet cette partie est lente, je suis en train de chercher  des aop plus rapides (l'ina301 qui mesure le courant a bien 4V/µs, il faut que le reste suive, et le TLV07 n'est pas à  la hauteur avec ses 0.4V/µs), mais aussi à  voir avec les constantes R*C (vous voulez parler du filtre passe bas en sortie de l'INA301, en particulier?).

Oui, j'ai de quoi dissiper toute cette chaleur, d'ou le ventilateur et le gros dissipateur qui sera dessus. En cas de chaleur excessive, l'alimentation sera coupée.

Merci pour les chiffres sur le transfo, je ne pensais pas qu'il monterais si haut... et il faut que je regarde jusqu'où il descend, en charge.

Pour un ballast unique, je vais voir si je trouve un transistor qui puisse prendre autant de W. Que voulez vous dire par " limiterai le courant de  CC  à  quelques centaines de mA"? limiter le courant dans la base du transistor ballast, j'imagine?

En tout cas merci beaucoup pour votre aide à  tout deux, je vais faire des simulation, regarder pas mal de choses, puis poster un nouveau schéma, avec tout les changements nécessaires.

Encore merci et bonne journée!

[Yffig]

Bonsoir Cécile,

Bravo ! Tu as vu où était ton erreur , classique celle-ci, il y en a des bien plus corsées

Concernant Spice, je dirai qu'il y a beaucoup plus de différence entre ce que l'on pense marcher (dans sa tête) et la simulation obtenue qu'entre la simulation et la réalité... C'est à  ça que sert Spice qui à  l'origine était un outil de conception de circuits intégrés.
Si la réalité diffère de la simulation, c'est que Spice utilise des modèles avec des paramètres multiples (et très multiples...) qui ne seront pas exactement ceux de ton composant mais ils sont suffisamment proches pour que la simulation ait tout son sens.

!! Faut pas copier tout ce que Dave fait !!, il est vraiment trop bon et il sait très bien ce qu'il fait, contrairement à  nous 

Pour la protection "ultime" en courant (ultime voulant dire que sa valeur de courant doit être un peu supérieure au CC max que tu as défini afin de protéger tes transistors avant que CC ne se mette en oeuvre (*) , regarde le schéma joint:  tu n'as besoin que d'un 2N3904 (et tu te rappelles sans doute ta remarque au tout début de ces échanges où j'appelais ce transistor un "petit BJT" alors que j'utilisais un TIP41C... à  cause de la courbe Ic(Vbe) différente selon la taille de ce transistor). Je te fournis deux relevés de ces courbes Ic(Vbe) pour des valeurs de VCE faibles et pour 2 transistors: 2N3904 et TIP41C sortis au hasard de mon stock:
- le 2N3904 a besoin de 0.7v pour dériver 2 mA et 0.75V pour dériver 10 mA et donc quasiment bloquer ton darlington (ce que tu as effectivement mesuré
- le TIP41C se contentera de 0.6V pour dériver 4 mA
Donc selon "la taille du transistor" de protection la résistance R Limit aura une valeur sensiblement différente. Par ex. pour une paire de TIP41C si tu veux une Limite "ultime" à  3A, il te faudra 0.2 ohms dissipant au max 0.6v*3A soit 1.8W (mettre une 5W), avec un 2N3904, il te faudra, toutes choses égales par ailleurs, 0.71V soit 0.71/3A= 2.37 ohms et 2.13W. J'ai pris 3A mais tu peux monter à  3.5A ou 4A comme valeur ultime mais pas 6 ou 10 A même si tu espères que ta limitation CC prendra la main "rapidement". La datasheet ON semi du TIP41C te dit même (fig.5 Safe Operating Area) qu'à  30V de VCE, tu ne dois pas dépasser 2A !!!!! Ca va cramer tout de suite, comme un 2SD1047 de sinistre mémoire...
D'ailleurs tu changes trop souvent de choix pour ce transistor ballast.... Un conseil de vieux schnock, j'ai fait 2 alims il y a 5 ans de +&- 24V/ 6A avec un seul bon vieux 2N3055 ST micro en  boitier TO3 par canal, un TIP41C en Ultime protection avec R limit à  0.1 ohm que j'ai pu court circuiter  allégrement sans "magic smoke". Ces 2N3055 de chez ST se trouvent facilement sur AliExpress ou eBay à  des prix raisonnables. A toi de voir. Si tu les trouve trop chers ou si tu crains que ce ne soient des fakes, je t'en offrirai 2 + 1 spare pour ta réussite au Bac et avec les isolants qui vont avec. Je te le promet mais tu devra faire 4 trous sur ton radiateur...
Ne fais pas une fixette sur la tension non régulée avec un transfo 24V AC, d'abord la tension dépendra du condo de filtrage (4700µ c'est pas mal mais pas pour 3A (tu auras une ondulation résiduelle d'environ 6.4 Vpp) et puis faudra revoir le pont redresseur etc..., n'espère pas trop 30V à  3A, 30V en sortie à  1A serait déjà  bien et 24V à  3A tout à  fait acceptable, sinon change de transfo.

- je vois pas pourquoi tu mets R3 et R7: une bonne pratique courante est de mettre dans la base d'un collecteur commun une PETITE résistance pour empêcher un phénomène de "résistance négative" qui fait osciller le montage mais pas besoin dans le cas d'un darlington (j'ai 1K en série avec la base du driver dans le schéma joint). Tu en veux la preuve ? Télécharge la datasheet des TIP140/141/142: il n'y en a pas ! Par contre il y a des résistances de "fuite". Historiquement avec des transistors au Germanium, la 1ère  résistance servait à  dériver le courant de fuite Icbo (plutôt élévé en Ge) pour éviter qu'il ne soit amplifié par le second transistor. Avec des transistors au Silicium dont l'ICbo est très faible, ces résistances sont toujours là  mais elles servent à  fixer un courant minimal pour le premier transistor (~0.6V/R)  car le gain en courant (dynamique pas continu) dépend linéairement du courant de repos de ce transistor.
Tu calcules, je ne sais pas trop quoi..., avec un gain DC minimum du TIP41C à  15...C'est effectivement ce que dit la datasheet ON page2. Je te fournis ci joint la courbe que j'ai relevée sur un TIP41C ST micro: le gain DC est au moins à  120 pour Ic= 2mA, il est vrai qu'il diminue aux forts courants (cf la datasheet ON fig.8 : à  1.5A tu as encore un gain DC de 60, le gain DC de 15 est la valeur à  6A ....
Je pourrai continuer mes commentaires mais il faut que j'arrête par un DERNIER CONSEIL:
Mets ce projet de côté, Bosse surtout ton BAC et tu y reviendras APRéS.
Je suis certain que tu arriveras à  réaliser la partie analogique.

Bonne soirée et à  plus.

(*):dans sa vidéo sur l'alim MCH-K305D Cyrob, à  partir de 16'30, teste le temps de réaction du CC de l'alim,  il mesure ~100 ms et constate que c'est plutôt une assez bonne valeur comparée à  d'autres...

[Yffig]

Erratum: 0.71/3A # 0.24 ohms

[Yffig]

Bonsoir Cécile,
En complément à  ma réponse d'hier voici comment s'évalue "à  la louche" l'ondulation Vpp sur le condo de filtrage d'une alim double alternance:
On considère que le condo C se charge "instantanément" à  V(peak) et se décharge à  courant constant I pendant dT = 10 ms.
La charge du condo est Q= C*V et sa décharge suit la loi Q=I*t.
En différenciant les 2 expressions de Q, on obtient dQ = C dV = I dt, d'où dV (perte de tension en V durant 10 ms) = I (en A) * dt (=10 ms) / C (en F)
Pour I = 3A et C= 4700 µF, tu auras 6.383Vpp valeur approximative.

Et comme tu maîtrises suffisamment LTSpice, voici un fichier source (.asc) qui correspond au schéma ci-joint.
Les composants sont en standard dans LTSpice, le condo électrochimique est un modèle Nichicon de 4700µ avec son ESR, les diodes sont des 4A en continu et j'ai ajouté une résistance série de 0.1 pour le câblage et le transfo (un peu faible, à  voir...).
Quand on simule, on obtient une ondulation résiduelle de 4.65V (versus les 6.4V estimés à  la louche).
Tu peux voir que I moyen dans la charge est d'environ 3A.
Il est intéressant de visualiser aussi le courant dans le condo et les diodes....Les valeurs crête sont surprenantes et nombre de  de bidouilleurs n'en n'ont pas conscience. Ce dernier point est pourtant ESSENTIEL et explique la "ronflette" parasite d'une montage audio dont le point de retour ("masse") n'est pas câblé en étoile.

Allez, bon BAC !

Yffig

[loulou31]

Bonjour Cécile,

Bon BAC, et félicitations car je vois que tu es passionnée, et surtout douée en électronique à  ce que je vois.
Ton projet peut sembler facile :une alim régulée quand on regarde de plus près il y a de la regulation en courant en tension, des protections, du filtrage, de la puissance. C'est un projet complet. Moi je te conseillais de faire fonctionner au début avec des courants limités et un seul ballast pour éviter de voir de la fumée sortir de ton montage à  la première mise sous tension! En fait ça fait aussi partie du métier. Oui attention au câblage car à  la vue des courants elevés dans le redressement, ça peut induire de l'ondulation en function du courant dans la charge....

Jean-Louis