Alimentation Haute Tension réglable 40 à 400V (High Voltage Variable Power Suppl

[Yffig]

Bonsoir,

Après plusieurs semaines d'utilisation de ce petit projet finalisé, voici venu le temps de partager cette réalisation destinée principalement:
- à  alimenter un tube à  vide pour tests: vérification de l'état du tube, relevé (manuel) des caractéristiques
- à  remplacer totalement et en toute sécurité la partie alimentation d'un équipement à  tubes (HT max 400V avec un courant pouvant monter à  200 mA, basse tension filaments 6,3V AC 2A min. intégrée)
- à  tester des composants divers (diagnostic et récupérations): condos électrolytiques HT des alim à  découpage, dipôles & tripôles actifs divers: thyristors, triacs, TVS, diodes, transistors, etc.
(Une version dépassant les 600V à  faible courant (disons 10 à  30 mA) est prévue pour les Varistors type MOV en particulier mais pas de certitude absolue de mener à  bien cet autre projet, le présent projet a cependant permis de se "faire la main").

Réaliser une alim haute tension à  semi-conducteurs n'est pas une mince affaire (on verra pourquoi) et traditionnellement c'était fait tout simplement avec des tubes...
La haute tension leur convient parfaitement et le court circuit en sortie ne les chatouille même pas (le courant est limité par la capacité d'émission thermoïonique de la cathode du tube série).

La regrettée Heath Co (aka Heathkit) avait quelques modèles à  son catalogue:
http://www.w6ze.org/Heathkit/Heathkit_067_IP32.pdf
Je me suis inspiré des caractéristiques du modèle IP-32 pour ma réalisation à  semi conducteurs. Néanmoins j'ai omis la tension négative de polarisation des grilles dites g1 (une double alim de labo en série fait l'affaire, pour les grilles type g2 pour tétrodes et pentodes, celle ci sera obtenue à  partir de la tension d'anode par résistance). De même pour les alimentations filaments de 5V, 12.6V et même 16V: une alim de labo fera l'affaire.

Le YouTubeur JM Cavalier a publié une réalisation à  tubes sur son canal "Audio et Radio à  tubes":
https://www.youtube.com/watch?v=hzCR2FRp7rw et épisodes suivants.

Après cette rapide intro, voici les idées directrices de ce projet:

- réglable de 40V à  400V avec les potards de réglage côté basse tension (tension de référence),
- un design le plus épuré possible, une partie HT réduite au strict minimum, compensation en fréquence la plus simple possible
- une limitation en courant simple: une valeur maximum unique, pas de réglage accessible
- un design "failsafe" au cas où le curseur des potentiomètres de réglage de tension vienne à  "quitter sa piste": la tension de sortie doit alors passer à  sa valeur minimum et pas à  sa valeur maximale !
- des affichages tension et courant sur galvanomètres: beaucoup plus rapides que des indicateurs numériques, pas plus chers et pas besoin d'alimentation auxiliaire ni de pb de tension différentielle élevée.
- prise en compte: des tensions max des résistances par la mise en série de composants dont le paramètre de tension max admissible est connu, des écarts entre pistes, entre fils, fils de câblage qualifié 600V min pour les connexions en courant continu HT
- un jeu de crash-tests a été prévu et déroulé: il doit pouvoir aller jusqu'au court circuit franc et massif de la sortie HT !
- pas de gadgets, pas de présence HT sur la face avant hormis les douilles bananes 4 mm de sécurité de sortie HT
- tests d'isolation à  250V, 500V et 1000V au Mégohmètre du PCB (fait maison et tropicalisé par vernis acrylique 100kV/mm selon le fabricant).
- pas de contrainte imposée en matière de taux de régulation. L'expérimentation et les tests fourniront ce paramètre qui sera discuté.

Les épisodes à  venir devraient suivre le plan suivant:

- schéma: analyse des différents blocs du schéma, considérations sur le transfo d'alim
- analyse du circuit d'asservissement et modèlisation LT-Spice
- choix des semi conducteurs: le point le plus délicat avec quelques papiers de référence
- crash tests
- performances mesurées et commentaires
- carte auxiliaire

Inutile de répéter que ce projet n'est pas un jouet, il ne peut être entrepris que par un(e) bidouilleu.r.se un minimum expérimenté(e).
Il est potentiellement mortel (mais pas plus qu'un poste de radio à  tubes et bien moins qu'une TV ou qu'un scope à  tube cathodique...)

Et pour finir cette présentation, deux photos et un schéma: en fonction en mode 100mA max sur ampoule à  incandescence 230V 20W, vue interne du machin et le schéma final brut sans commentaires pour les impatient(e)s.
Face avant 240*105 mm, Profondeur : 185 mm

Bien évidemment toute question pertinente ou critique constructive sera prise en considération, comme d'hab...

Suite au prochain épisode...

Yffig

[loulou31]

Bonjour et merci Yffig,

C'est une belle réalisation bien documentée  et c'est vrai que pour les amateurs de tube on ne trouve pas grand chose comme schéma d'alimentation HT. Celle ci a le mérite d'être simple et bien conçue.
-Pour l'ampéremétre c'est dommage de ne pas pouvoir le commuter sur le 6.3V pour vérifier le courant de conso sur le filament mais en général  bon soit ça fonctionne et on voit le tube chauffer, soit le filament est coupé. De plus il faudrait mettre un systéme de redressement sur la galva pour faire la mesure de courant ce qui rendrait l'échelle non linéaire....
-Pour le  schéma un détail que j'aime pas mais c'est très perso : c'est les fils qui se croisent avec un point de connexion au milieu, c'est toujours un peu ambigu car quand il y n'y pas de point on se demande si on ne l'a pas oublié et inversement! Quand je fais un croisement c'est qu'il n'y a pas connexion, et quand il y a connexion je ne fais pas croiser les fils et les deux fils décalés.

Encore bravo et merci pour ton partage.

Jean-Louis

[Yffig]

Bonjour Jean Louis et merci pour ton appréciation.

Concernant l'alim 6.3V des filaments, j'ai des petits Amètres ronds 3A AC mignons comme tout qui auraient pu servir mais ...plus de place sur la face avant parce que je tenais à  utiliser un petit boîtier acheté il y a qq années sur BangGood avec des ouïes latérales pour entrée d'air ventilo et sortie d'air côté transfo. Le 6.3V AC est en fait présent sur l'alim parce que le petit transfo HT que j'avais aussi depuis  qq années en disposait et qu'il me sert à  alimenter le ventilo (doubleur de Latour) et un relais 12v de commutation de gammes de courant (le switch 100mA/200mA en face avant est ainsi en basse tension, sinon j'aurais dû amener la HT sur un switch en face avant = exclu !).
Pour un test de tube, préalablement je vérifie à  l'ohmmètre la continuité du filament avant et si besoin, j'insère mon Centrad 819 (ou un Amètre ronds 3A AC). De toutes façons, au bout de 10s typiquement tu sais si ton tube est chaud ou pas.

Concernant le schéma, j'utilise (et je ne suis pas prêt d'en changer...) exclusivement la suite US (et gratos) Express SCH & PCB. J'ai accumulé depuis 10 ans une telle somme de composants custom (schéma et composants physiques) . J'adore la police de caractères type "Table traçante Hewlett Packard des années 70". Le seul défaut, à  mon avis, est que cette police n'a pas d'accents, donc mes textes sont quasiment tous en anglais ce qui peut surprendre
Effectivement, il n'y a pas d'objets "arc de cercle" pour des passages de liaisons sans connexion mais si tu zoomes sur le schéma, les croisements ou raccordements des points de connexions apparaissent sous la forme petits carrés gris bien visibles.
Et comme faire un PCB ne me prend que qq heures, je préfère continuer à  "faire ma petite cuisine à  la maison ".
La partie PCB d'Express me sert aussi à  faire mes faces avant: l'impression laser respecte parfaitement les dimensions et un petit coup de plastifieuse me donne le résultat qui tient tout seul avec les perçages/vissages (parfois un petit coup de cyanolite ou de colle UHU suffit pour les coins).

Le fil recevra beaucoup plus de documents, le premier épisode n'est que l'apéritif, y a du lourd à  venir.

Bonne journée

Yffig

[Yffig]

Épisode #2  Analyse du design :

Tout d'abord en PJ une version du schéma posté dans le 1er épisode où sont indiquées en rouge, les zones de Haute Tension et en vert les zones de Basse Tension pour info.

A tout seigneur tout honneur commençons par le grand absent du schéma: le transformateur d'alimentation.
Son rôle essentiel est d'isoler galvaniquement du secteur et accessoirement de modifier la tension alternative de celui ci.
Un simple transfo d'isolement "220V / 220 V" convient ainsi parfaitement et peut ne pas être installé à  demeure, en le libérant ainsi pour d'autres tâches (c'est l'option envisagée pour la version 600V minimum en cours de développement avec un montage doubleur de tension type Latour).

Partant de 220V AC et donc dits "efficaces" (rms), que peut on espérer comme tension continue en sortie HT ?
=> 220V rms donnent 311V crête (220*racine(2)) et une tension redressée et lissée par un pont de diodes et un condensateur de valeur suffisante pour le courant consommé de 300V continu max auxquels il faut retrancher quelques 20V nécessaires au bon fonctionnement de la régulation soit une haute tension régulée d'environ 280V DC et hors pertes du transfo selon la charge.

Dans ma réalisation la tension AC max disponible est de 320V à  vide pour le petit transfo embarqué, ce qui m'a permis d'obtenir une tension HT max régulée en sortie de 406V (à  faible courant): 1er objectif atteint. La tension redressée et lissée atteint 450V à  vide et donc les composants soumis à  cette tension devront être capable de la supporter: condos chimiques, transistors et même certaines résistances.

Le transformateur est donc connecté sur le bornier J2, suivi d'un pont de diodes équivalent à  4*1N4007 et lissé par le condo C1 de 100µF/500V. La haute tension continue est alors distribuée entre:
- la génération de la tension de référence de 25V
- la régulation série (MOS Fet Q1 en "ballast") de la haute tension après un fusible temporisé de 250 mA qui n'a pour rôle que de protéger le transfo.

Génération de la tension de référence de 25V et de la tension variable en sortie:

La HT lissée subit d'abord une limitation et filtrage à  environ 30V (2*22kΩ/5W en série, deux zeners 15V en série et 100µF/50V) avant d'alimenter la référence TL431 qui fournit une référence de tension de 25V suffisamment stable. Les potentiomètres P1 et P2 permettent de fournir à  l'étage différentiel Q2 la tension (consigne) nécessaire  à  positionner la sortie HT au niveau voulu: Tension HT en sortie = 16 * tension de consigne.
Le rôle des 2*22kΩ/5W en série et des deux zeners 15V en série n'est pas de réaliser une prérégulation (le courant fourni aux zeners est trop faible  pour cela) mais de limiter la tension fournie à  la TL431 (spécifiée max 37V) et de décharger assez rapidement le condensateur C1 lors de la mise hors tension (fonction de "bleeder").

Régulation série :

Ce rôle est confié à  un MOSFet canal N Q1 monté en suiveur de tension (drain commun) et piloté par une paire différentielle de bipolaires haute tension Q2 et Q3 polarisée par une source de courant LM334 compensée en température.
La paire différentielle reçoit d'un côté (Q2) une fraction de la tension de référence (consigne) et de l'autre côté (Q3) une fraction de la tension de sortie via un diviseur de tension de rapport 1/16. La paire différentielle va amplifier l'erreur éventuelle entre les deux tensions sur les bases de la paire pour commander le MOSFet Q1 qui va réduire cet écart à  une valeur minimale ( l'erreur n'est pas complètement annulée mais fortement réduite puisque le gain en tension de l'étage n'est pas "infini", ce sera examiné en détail dans un autre épisode).

Limitation de courant:

La résistance R12 de 6.2Ω en série sur la sortie de Q1 "mesure" le courant de sortie et pilote la conduction du petit bipolaire Q6.
Ainsi pour un courant d'environ 100 mA (Vbe= 6.2Ω*0.1A ~ 620 mV), le BJT diminuera suffisamment la tension grille source du MOSFet. La régulation de tension devient alors inopérante et la tension de sortie diminue pour limiter le courant débité. La valeur de 100 mA est une approximation, en pratique le courant commence à  être limité à  partir d'environ 80mA, 100 mA est alors approximativement la valeur du courant de court circuit de la sortie. Le bipolaire utilisé ici est un transistor haute tension (400V) KSP44 pour des raisons de crash-tests mais un simple 2N3904 ou BC547B suffit.
Le courant est mesuré et affiché sur un galvanomètre DC inclus dans la boucle d'asservissement après le condensateur C3 (10µF/500V). Le galva est protégé par la diode Schottky D2 (BAT48) pour éviter la surintensité dans le galva en cas de court-circuit de la sortie (décharge de C3).

Compensation en fréquence:

R12 et C3 créent le pôle dominant assurant la stabilité de la boucle d'asservissement. En d'autres termes, la fréquence de coupure créée par le filtre passe bas R12-C3 coupe suffisamment la bande passante en boucle ouverte de la régulation pour assurer que l'amplificateur (Q2+Q3+Q1) n'oscille pas (et sans cela il oscille effectivement grave ! le sujet sera détaillé sur la partie simulation).

Source de courant et plage de fonctionnement:

La source de courant LM334 (c'est un puits en fait) est un élément capital du circuit de régulation. Cette source de courant LM334 (qui est à  la base une source de courant mesurant la température, si si !!!!) polarise à  courant constant la paire différentielle a une valeur un peu supérieure à  1mA.
R7 et D1 assurent la compensation en température conformément à  la datasheet du circuit à  laquelle on se référera (une simulation sera présentée ultérieurement). Pour garantir ce courant constant, elle n'a besoin que de 0.9V à  ses bornes.
Il n'est pas possible de remplacer cette source de courant par une simple résistance... on va voir pourquoi:
La tension de consigne (tension sur la base de Q2) doit varier typiquement de environ 2V à  25V pour obtenir une tension de sortie variant 16 fois plus: de 40V à  400 V. Si on utilisait une simple résistance dans les émetteurs de Q2 et Q3, le courant de polarisation varierait d'un facteur 10 ! et le calcul de la valeur optimale des résistances de collecteur de la paire serait un vrai casse-tête. Avec un courant constant de 1mA, la valeur de la tension de consigne n'a aucun effet dès lors qu'elle dépasse:
Vf diode D1 + Vmin LM334 + Vbe Q2 soit environ 0.65V + 0.9V + 0.6V = 2.15V. Cela permet de s'assurer :
. que lorsque le courant de Q3 est  quasiment nul, la tension de grille de Q1 pourra quasiment atteindre la valeur de la HT non régulée -10V (-10V c'est R9 de 10kΩ*1mA) => tension max de sortie à  Vgs th (~4V) près,
et
. que lorsque Q3 absorbe tout le courant de la source, la résistance de collecteur de Q3, en l'occurence 360kΩ (+10 kΩ) permet de maintenir la tension de collecteur de Q3 à  la valeur +HT non régulée min.en charge - 370kΩ*1mA soit ~ 415V - 370V â‰... 45V.
Les deux transistors de la paire resteront ainsi toujours en mode linéaire essentiel au fonctionnement correct de l'alim (Ces détails sont utiles pour ceux qui voudraient modifier les specs de cette alim).

Et, pour l'instant le mode 100mA/200mA ne sera pas décrit, il nécessite de détailler la petite carte Auxiliaire et c'est sans intérêt à  ce niveau, il suffit de savoir qu'il est possible d'obtenir jusqu'à  environ 160 mA sans pb.

Voilà  donc, sauf oubli de ma part, la totalité du descriptif de ce design. Merci de me signaler toute erreur éventuelle.
Toute question pertinente est la bienvenue. Néanmoins, un design est toujours, un compromis.. alors pour ceux qui, d'aventure, me suggéreraient que "j'aurais du/pu faire ça comme ci ou comme ça", je leur conseillerai de le faire eux même et de nous montrer que ça marche au moins aussi bien (relire mes objectifs initiaux si besoin).

La suite au prochain épisode...

Yffig

[Yffig]

Épisode #3 Modélisation LT-Spice :

Voici la modélisation que j'ai écrite pour la validation du design: cf schéma et plots en PJ
Elle correspond en tout point à  la réalisation, excepté pour le MOSFet série pour lequel j'ai utilisé un (classique mais ancien) IRF730 (400V).
Les plots sont divisés en 3 "plot panes" pour lisibilité:
- les tensions intéressantes
- les courants dans les 2 bipolaires
- la puissance dissipée dans le MOSFet

Les fichiers .asc et .plt sont fournis dans le .rar en PJ et devront être placés dans un répertoire utilisateur

Le .rar contient mes travaux personnels d'intégrations de composants (et celui de Bertrand pour la TL431 appelée TL431_EB):
.model pour la diode 1N4007 et le Bipolaire BUX85
.sub: IRF730, TL431_EB, LM334
.asy: IRF730, TL431_EB, LM334 (symboles)

Les fichiers diode.lib, BJT.lib et les 3 .sub seront placés dans le répertoire de LT-Spice suivant: \lib\sub
Les fichiers .asy seront placés dans \sym\autogenerated

Cela devrait marcher... Éventuellement, me signaler tout problème

Suite au prochain épisode....

Yffig

[Yffig]

Épisode #4 Modélisation théorique et simulations, partie 1:

Cet épisode est plutôt long et sera donc divisé en 2 parties:
- cette première partie consacrée à  la modélisation de l'asservissement, aux calculs des principales caractéristiques des éléments constituants et aux infos à  en retirer,
- une deuxième partie, avec des simulations LT-Spice en boucle ouverte et en boucle fermée, va conduire à  la justification de la méthode de stabilisation en fréquence retenue.

Cette 1ère partie décrit donc un modèle très classique de boucle d'asservissement en tension (cf PJ), dont la nomenclature suit celle du schéma fourni à  l'épisode #1:
- un amplificateur différentiel de gain G(w) représentant la paire différentielle Q2 -Q3
- un amplificateur suiveur de gain en tension très proche de 1: 1(w) représentant Q1, le transistor de régulation série (MOSFet ballast),
- un circuit de contre réaction B (diviseur résistif R13+R13a et R14) assurant l'asservissement de la tension de sortie Vout sur la
tension de consigne Vref (présente sur la base de Q2),

Les sources "parasites" sont modélisées par un additionneur inclus dans la boucle qui reçoit les phénomènes "parasites" sous la forme de la tension Err. (comme erreur ou erratique si l'on veut).

Les équations (1) et (2) de la PJ sont faciles à  établir et permettent d'obtenir, après un peu d'algèbre, l'équation finale du circuit moyennant l'hypothèse (qui sera vérifiée plus loin) que G(w)*B >> 1:

Vout # Vref * 1/B + Err./(1+G(w)*B)

Le terme B (diviseur résistif) vaut 1/16 et le terme G(w) vaut pour w --> 0 environ 3460 (Gain de l'étage différentiel en continu, cf calculs plus loin). On a donc ainsi:

Vout # 16 * Vref  + Err./(1+3460/16) = 16 * Vref  + Err./ 216

La tension de sortie est donc 16 fois la tension de consigne avec un terme parasite 216 plus faible que celui introduit dans la boucle. Ce terme parasite est, par exemple, la variation de la tension continue moyenne sur la tension redressée et lissée liée à  la variation de la tension alternative du secondaire du transfo d'alim (jusqu'à  30Vp...cf PJ, relevé sur 24H du secteur avec un rapport de transformation de 4/3 (240V ac donne 320V ac au secondaire)=> soit une variation de 140 mVp pour 30Vp en entrée. La résiduelle de lissage à  100 Hz sera elle aussi réduite de ce facteur 1/216 (soit un taux de régulation de 0.5%, bien meilleur que celui de l'IP-32 de Heathkit qui me sert de "référence" donnée à  â‰¤ 5%). Mais ce ne sont pas les seules causes d'"erreur" comme je le décrirai dans un autre épisode (mesures).
On voit aussi le soin qu'il faut apporter à  la génération d'une source de tension de référence stable puisque ses variations seront reportées en sortie avec un facteur 16x.

Estimation des termes 1(w) et G(w):

- 1(w) représente le gain en tension du MOSfet monté en drain commun. Les caractéristiques de cette configuration se trouvent, entre autres, à  :
https://fr.wikipedia.org/wiki/Drain_commun
La résistance de source (R3) s'estime par exemple pour une tension de sortie de 250V et un courant de 50 mA à  R3=250V/50 mA = 5 kΩ
La pente gm du MOSfet (gm = Î"Ids/Î"Vgs) a été mesurée par mes soins à  30mA/V (pour Ids = 5mA)
Le terme R3*gm est alors de 5*30 V/V = 150 et le gain en tension est de 150/151 soit effectivement quasiment 1 en courant continu (w=0).
On peut en profiter pour estimer l'impédance de sortie (en boucle ouverte), soit 1/gm = 33 Ω

-Pour le gain du différentiel G(w), la pente s = Î"Ic/Î"Vbe d'un bipolaire (et ici monté en émetteur commun) est donnée par la formule approchée suivante: s (mA/V) = 35*Ic₀, Ic₀ courant de polarisation en mA.
Les deux transistors se partagent le courant de polarisation de 1.1 mA, soit 0.55 mA chacun, pour une tension de sortie de l'ordre de 200V . On a donc une pente s de # 35*0.55 mA/V = 19.25 mA/V  et un gain = -s*Rc , Rc étant la résistance de collecteur du bipolaire (360kΩ) => gain de -6930 ! mais le signal d'entrée étant partagé par les 2 transistors, le gain de l'étage différentiel est alors moitié soit environ -3460 x, ce qui est très loin d'être ridicule ...


Fin de la 1ère partie, la Suite à  la prochaine contribution....

Yffig

[Yffig]

Épisode #4 Modélisation et simulations, partie 2:

Voci donc la seconde partie, avec des simulations LT-Spice en boucle ouverte et des explications concernant la stabilisation en fréquence.

Simulation en boucle ouverte simplifiée: cf PJ

LT-Spice permet de "monter" un circuit en boucle ouverte sans aucun effort: en particulier les 2 bipolaires de la paire différentielle seront parfaitement identiques et donc la paire sera parfaite. Il suffit de polariser de la même manière les 2 bases pour équilibrer l'étage différentiel: source continue de 0.8V (V2) et résistances série de 330 kΩ (R2 et R8). La source V3 attaque alors directement en alternatif les bases de la paire différentielle et les résultats sont immédiats:

- gain en boucle ouverte de +67dB soit 2300x
- fréquence de coupure de 14.2 kHz
- les impédances d'entrée et de sortie sont aussi facilement obtenues par la directive .net de LT-Spice.

Le gain simulé est ainsi inférieur d'un tiers à  celui calculé dans la première partie. Why ?
Tout simplement parce que j'ai négligé dans la 1ere partie la résistance de sortie du bipolaire (terme 1/h22e). Un calcul "à  l'envers" indique un terme 1/h22e de 710 kΩ, valeur tout à  fait crédible, un relevé des courbes Ic(Vce) à  courant Ic faibles tel qu'il sera utilisé (Ic= 0.2 à  1.1 mA) ne permet pas de mesurer ce paramètre (cf PJ).
On pourra remarquer que pour un gain en boucle fermée de 16x soit +24dB, la marge de phase serait trop faible à  21° seulement...

Simulation en boucle ouverte plus réaliste et définitive: cf PJ

La première simulation n'est pas réaliste puisque l'on attaque directement les bases de la paire différentielle alors qu'il existe de chaque côté des résistances de source (pont diviseur 1/16 et potards de réglage de la tension de consigne).
On est ainsi conduit au schéma plus réaliste avec Rb1 et Rb2 et à  sa simulation (2° PJ).

Le gain est plus faible (1412x), la fréquence de coupure baisse très sensiblement, par contre la marge de phase est plus que confortable : 77 degrés.
C'est ce schéma qui a été implémenté dans la version "100mA" avec un MOSFet similaire à  l'IRF730 mais à  tension Vds plus élevée (800V): STP4NK80Z.
Le taux de régulation (vis à  vis de la haute tension non régulée) est alors de  1,13 % (cf partie 1).
On pourra sans problème placer un condensateur de 10 µF (C3 du schéma de l'épisode 1) en sortie pour diminuer l'impédance de sortie aux hautes fréquences.

Mais en version "200 mA" avec un autre MOSfet (point développé au prochain épisode) et non simulé car absence de modèle Spice, le circuit oscillait sur une large partie du réglage de la tension de sortie. Le condensateur C3 a alors éliminé cette oscillation en créant un pôle dominant avec la résistance R12 de 6.2Ω.

D'expérience, les oscillations des alimentations linéaires (et des amplis audio en classe AB qui sont par principe très semblables aux alims linéaires) sont des plaies souvent mal comprises et encore plus mal soignées... Sur les alimentations, un condo en sortie semble faire disparaître le pb..que nenni !... il faut aller regarder à  l'intérieur de la boucle d'asservissement, pas sur un condensateur en sortie qui va absorber l'oscillation à  fréquence souvent très élevée. C'est l'analyse du circuit en boucle ouverte et la valeur de la marge de phase qui permet d'approcher le pb, plus un peu de "tunnig" manuel avec des condos de compensation de phase pour finir le boulot.

Pour jouer avec, je mets en PJ le .rar des fichiers de simulation.

Suite au 5° épisode....: le choix des transistors.

Yffig

[Yffig]

Épisode #5 Choix des transistors:

Lorsque l'on effectue une recherche paramétrique sur un site de grand distributeur de composants pour des transistors bipolaires et des MOSFet pour des tensions de fonctionnement élevées (de 400V à  800V), on n'a en apparence que l'embarras du choix... il y a pléthore de références.
Oui, sauf que la quasi totalité de ces transistors est prévue pour des alimentations à  découpage qui ne correspondent pas vraiment aux besoins d'une alimentation linéaire où, au lieu de passer d'un état ON à  un état Off (et vice versa), courants et tensions vont prendre toutes les valeurs entre les états ON et Off excepté ces deux états.

Il faut donc se résoudre à :
- essayer de retenir des transistors sur la base des graphes des datasheets (graphe SOA en particulier: zone de fonctionnement "sûr")
- et tester live ces choix, au risque de tout "crasher" (rôle des crash-tests).

Bipolaire BUX85G (TO220):

La SOA extrapolée est fournie en PJ: il n'y a pas de courbe "DC" qui aurait donné les limites de fonctionnement en mode "continu".
J'ai donc extrapolé deux points:
- point A: "ON", le transistor a une tension minimum à  ses bornes (30 à  40V) pour un courant de 1 mA
- point B: "Off", Vce = 400V à  courant < 0.1 mA.
Cela paraît pouvoir tenir le choc, si l'on omet la possibilité de second claquage, il me restait donc à  le tester sous tension (450V DC) avec sa résistance de charge de 370 kΩ en faisant varier le courant collecteur via le courant de base. Au maximum le transistor allait dissiper environ 200V*0.5mA= 100 mW et pour un boitier TO220 avec une résistance thermique jonction-ambiant de 62.5°C/W, l'élévation de température ne devait donc pas dépasser 62.5*0.1 = 6.25°C, valeur parfaitement acceptable sans radiateur.
C'est ainsi que le BUX85G  été retenu pour les bipolaires de la paire différentielle.
Nota: les 2 BUX85G utilisés ne sont donc absolument pas réellement appairés même si j'ai choisi parmi les 4 possédés ceux qui avaient les gains à  5 mA les plus proches: 63 et 64.

MOSFet:

J'ai testé 3 parfums et listé leurs principales caractéristiques dans le tableau joint:
- STP4NK80Z (proche de l'IRF730 des simulations) qui a résisté à  tous les crash-tests de la version 100mA. La SOA ne descend pas sous 10 ms (cf PJ). J'ai marqué sur la SOA le point 100mA et 400V (maximum maximorum par précaution) qui semble en zone "safe" mais le point 200mA 400V ne le paraît pas du tout. Le MOSFet n'a donc pas été testé sur la version 200 mA.
- pour une version 200 mA j'ai d'abord retenu le STW28N60DM2 (600V 170W en TO247). La SOA ne descend pas sous 10 ms. Le MOS n'a pas résisté au crash test de l'ampoule 220V-42W (190mA à  chaud). Le MOS a "fondu" amenant la tension de sortie à  son max, le bipolaire de limitation de courant (2N3904 de VCEmax 40V) n'a pas résisté, le fuse de protection du transfo a sauté... Après changement du MOS et remplacement du 2N3904 par un transistor HT (KSP44), une 2° tentative a donné le même résultat sauf que le KSP44 a résisté.
- le choix suivant s'est porté pour la version 200mA sur le FQA7N80C_F109 qui possède une SOA descendant au continu (cf PJ). J'y ai placé les deux points maximum maximorum 100 et 200mA qui sont confortablement placés dans la surface. Tous les crash-tests ont été passés avec succès.

Alors pourquoi, ça peut marcher ou pas du tout ? Une recherche m'a donné deux documents traitants du pb:
- un doc de la NASA :
https://ntrs.nasa.gov/api/citations/20100014777/downloads/20100014777.pdf
- un doc du constructeur Infineon :
https://www.infineon.com/dgdl/Infineon-ApplicationNote_Linear_Mode_Operation_Safe_Operation_Diagram_MOSFETs-AN-v01_00-EN.pdf?fileId=db3a30433e30e4bf013e3646e9381200

En substance , ces deux documents traitent des problèmes rencontrés avec les MOSFet en mode linéaire. Il apparaît ainsi que les
constructeurs ont fait évoluer les MOSFets en privilégiant le mode commuté et la diminution de la résistance Rds ON.
Dans le tableau en PJ des 3 MOSFets que j'ai testé,on voit en effet que ceux qui marchent ont:
- un RDS ON élevé: 1.9 et 3 Ω
- une date de conception "ancienne": datasheets datant de 2006 et 2007.
Mais ce ne sont pas des critères suffisants (cf le doc d'Infinéon).
Bien évidement il y a d'autres MOSFets qui conviendront, il n'y a que l'embarras du choix: mais bien regarder les dataheets et tester !

Prochain épisode : les crash-tests

Yffig

[marcopolo]

Toute question pertinente est la bienvenue. Néanmoins, un design est toujours, un compromis.. alors pour ceux qui, d'aventure, me suggéreraient que "j'aurais du/pu faire ça comme ci ou comme ça", je leur conseillerai de le faire eux même et de nous montrer que ça marche au moins aussi bien (relire mes objectifs initiaux si besoin).

Bonjour/Bonsoir à  tous,

J'ai arrêté ma lecture ici, ce passage m'a enlevé toute envie de continuer.
Un forum est un espace de discussion, si tu veux juste étaler ta science je te conseille d'ouvrir un blog.

Marco

[Électro-Bidouilleur]

En passant, Yffig n'est plus inscrit au Forum.

[marcopolo]

La mention "Invité" sous le pseudo est trompeuse  ;)

[loulou31]

Bonjour,

Le fait que Yffig soit noté comme "invité" provient du fait qu'il ne soit plus membre du forum : en effet dans le systéme de gestion des messages du forum le fait que l'auteur du message ne soit pas ( plus) référencé dans les membres  le fait donc apparaitre comme "invité". Les interventions des "ex" membres sont conservées dans le forum, par contre leur auteur sont identifiées comme "invité".

Le  forum Electrobidouilleur a été paramétré pour que l'on ne puisse puisse intervenir dans les discussions que si l'on est membre, et on ne peut donc poster en tant qu'invité : là  c'est un cas particulier ou un post a un auteur qui est "invité".


Jean-Louis

[marcopolo]

Merci pour l'explication Jean-Louis.